電流入力 Ｐｏｗｅｒ ＩＶＣ を Ｓｔｕｄｙ する

その２

・Vds−Id特性。 ・データシートのそれにかなり近い。
・Vｇs−Id特性。 ・これもデータシートのそれにかなり近い。
・Vds−Id特性をVdsを１００Vまで見たもの。 ・データシートにはない。 ・ので、No-228の図１と比較する。 ・随分違う。（爆） ・あれほど見事な定電流特性でも、シャープな肩特性でもない。
・No-228の図５と同じ条件にした動特性。 ・No-228の図５とかなり近い。
・Ｎｏ−２２８的に組む。
・ＬＴｓｐｉｃｅが占うそのゲイン−周波数特性。 ・赤はオープントランスインピーダンス。 ・ΩをｄＢ表示しているので８３ｄＢ＝１５ｋΩ。 ・緑がクローズドゲイン。基準レベル１Ｖに対する値として２３.５ｄＢ。 ・１ｍＡ＊２５．１ｋΩ＝２５．１Ｖ。基準レベルの１Ｖに対し１５．１倍＝２３．５８ｄＢ。 ・６ＭＨｚ付近のピークが不気味。
・発振しないか？というのが不気味さの意味だが、 ・それは実際に出力波形を見れば良い。 ・ので、２０ｋHz正弦波応答。 ・入力は０．５ｍAで、負荷は８Ω。 ・問題なさ気。
・が、終段マイナス側のＳＣＴＭＵ００１Ｆのゲート抵抗Ｒ２１は、１ｋΩにしないと寄生発振が起こると言われている。 ・実際、これを１００Ωにしたら上手くなかったという報告もある。 ・ので、ＳＣＴＭＵ００１Ｆのゲート抵抗Ｒ２１を１００Ωにした場合の２０ｋＨｚ方形波応答が右。 ・入力０．５ｍA、負荷＝８Ω、R２１＝１００Ω ・本当だ。 ・２０ｋＨｚ正弦波の立ち上がり時に、超高域発振が乗っている。 ・これでは駄目だ。
・試しに負荷４Ωでも同様にやってみる。 ・まずは、Ｒ２１は１ｋΩとしたままで。 ・２０ｋHz正弦波応答。 ・入力０．５ｍA、負荷＝８Ω、R21=1ｋΩ ・当然だと思うが、問題ない。
・次に、Ｒ２１を１００Ωにした場合。 ・同じく２０ｋＨｚ方形波応答。 ・入力０．５ｍA、負荷＝４Ω、R21=100Ω ・問題ない。 ・マイナス側のＳＣＴＭＵ００１Ｆのゲート抵抗Ｒ２１を１００Ωにしても、負荷が４Ωなら発振しないようだ。 ・う〜ん。。。
・ならば、負荷オープンではどうか。 ・R21は1ｋΩで。 ・入力０．５ｍA、負荷＝オープン、R21=1ｋΩ ・なんと、負荷オープンでは、R21が1ｋΩでも、見事に発振してしまう。
・もしや、負荷抵抗値が大きくなると発振しやすいのかな？ ・と、負荷抵抗値を色々変化させてシミュレートしてみる。 ・と、負荷２０Ωを超えたあたりから怪しくなって、それ以上の負荷になると発振する。 ・右は負荷抵抗２４Ωの場合。 ・入力０．５ｍA、負荷＝２４Ω、R21=1ｋΩ ・２０ｋＨｚ正弦波に超高域の発振が乗っている。 ・何とも不安定。
・完全対称型は、終段がソース接地動作なので、負荷抵抗に比例してオープンゲインが大きくなる。 ・そうするとＮＦＢ量が増えて、不安定になる場合がある。 ・ということで、負荷が大きくなってもオープンゲインが増えないように、アンプ出力に０．１ｕＦ＋１０Ωをパラに追加する。
・この場合の２０ｋＨｚ正弦波応答。負荷はオープンである。 ・入力０．５ｍA　負荷＝オープン、R21=1ｋΩ ・負荷オープンでも発振しなくなった。
・この場合の、ゲイン−周波数特性。 ・負荷＝オープン、R21=1ｋΩ。 ・あまり変わったようには見えない。 ・かえってピークは鋭くなったような気がする。 ・これで、本当に大丈夫なのだろうか？
・ものは試しなので、Ｒ２１を１００Ωにして同様にやってみる。 ・入力０．５ｍA、負荷＝オープン、R21=１００Ω ・Ｒ２１を１００Ωにすると、やっぱり発振だ。 ・何とも不安定。
・この場合の、ゲイン−周波数特性。 ・負荷＝オープン、R21=１００Ω ・ピークがさらに鋭くなっている。やはりこれが悪いのか？
・Vds−Id特性。 ・データシートのそれにかなり近い。
・Vｇs−Id特性。 ・これもデータシートのそれにかなり近い。
・Vds−Id特性をVdsを１００Vまで見たもの。 ・データシートにはない。 ・ので、No-２２３の図１と比較する。 ・随分違う。（爆） ・あれほど見事な定電流特性でも、シャープな肩特性でもない。
・No-２２３の図３と同じ条件にした動特性。 ・赤が８Ω。緑が４Ω。
・Ｎｏ−２２２的に組む。
・ＬＴｓｐｉｃｅが占うそのゲイン-周波数特性。 ・赤はオープントランスインピーダンス。 ・ΩをｄＢ表示しているので８３ｄＢ＝１５ｋΩ。 ・緑がクローズドゲイン。基準レベル１Ｖに対する値として２３.５ｄＢ。 ・１ｍＡ＊２５．１ｋΩ＝２５．１Ｖ。基準レベルの１Ｖに対し１５．１倍＝２３．５８ｄＢ。 ・４ＭＨｚ付近にピークがあるが、Ｎｏ−２２８的の場合よりピークは小さい。
・２０ｋHz正弦波応答。 ・入力は０．５ｍAで、負荷は８Ω。 ・問題ない。
・ちなみに、ＳＣＴ２０８０ＫＥのゲート抵抗Ｒ２１を１００Ωにした場合。 ・入力０．５ｍA、負荷＝８Ω、R21=100Ω ・なんと。。。これは問題ない。
・マイナス側のＳＣＴ２０８０ＫＥのゲート抵抗Ｒ２１を１００Ωにしたまま、負荷を８０ｋΩ（負荷オープン相当）にした場合。 ・入力０．５ｍA、負荷＝８０ｋΩ、R21=１００Ω。 ・やはり、見事に発振する。
・マイナス側のＳＣＴ２０８０ＫＥのゲート抵抗Ｒ２１を１ｋΩに戻して、負荷を８０ｋΩ（負荷オープン相当）にした場合。 ・入力０．５ｍA、負荷＝８０ｋΩ、R21=１ｋΩ ・ゲート抵抗Ｒ２１が１００Ωの場合よりはましだが、発振することに変わりはない。 ・結論として、ＳＣＴ２０８０ＫＥを使用したＮｏ−２２２的も、ＳＣＴＭＵ００１Ｆを使用したＮｏ−２２８的の場合と殆ど同様のよう。 ・余り安定ではない。
・何故こうなるのか？ ・こういうトランスインピーダンスアンプは、１００％の帰還がかかったボルテージフォロア動作をしている。 ・ので、その辺が胆だろう。 ・ミドルブルック法でその辺と、対処法を観じる。
・負荷が８Ωの場合のゲイン−周波数特性。 ・赤がオープンゲイン。緑がループゲイン。空色がクローズドゲイン。グラフ上で赤と緑は低域で重なっている。 ・オープンゲインもループゲインも低域で４６．５ｄB。 ・すなわち、１００％のNFBがかかり、結果クローズドゲインが０ｄBの、すなわちボルテージフォロア動作をしている。ということである。（１００ｋＨｚ以上の高域では、ややクローズドゲインを持ち、ボルテージフォロア動作から外れているが。） ・見るべきは、ループゲイン（緑）が０ｄBに沈む利得交差周波数と、その点におけるループゲインの位相（緑の点線）だが、その周波数は５．５MHｚ程度、そして、問題なのがその位相で、これが−１６０°。 ・あぶない。これでは発振ぎりぎり。
・この状態のまま、マイナス側のSTCMU001Fのゲート抵抗Ｒ２１、Ｒ４４を１ｋΩから１００Ωに変えると、 ・ループゲインが０ｄBに沈む利得交差周波数が７．５MHz付近に上がり、その点における位相が−１８０°となる。 ・これでは発振不可避。 ・１ｋΩと１００Ωの違いが何故こういう結果をを引き起こすのか？ ・知らない。（爆）
・次に、Ｒ２１とＲ４４を１ｋΩに戻して、負荷抵抗R23とR45を８Ω、１６Ω、３２Ωとするパラメトリック解析で、何故負荷抵抗が大きくなると発振するのかを観る。 ・一目瞭然。 ・終段がソース接地の完全対称型なので、オープンゲインもループゲインも負荷に比例して上昇し、低域で負荷８Ωで４６．５ｄB、負荷１６Ωで５２．３ｄB、負荷３２Ωで５７．６ｄB。 ・負荷の上昇と共に高域の利得も上昇するが、その分利得交差周波数が負荷が大きくなるほどに高域に上昇し、８Ωで５．５MHz、１６Ωで７．５MHｚ、３２Ωでは８．５MHｚ。 ・で、問題は、その位相（緑の点線）。 ・残念なことに、初段のステップ位相補正による位相の戻りの効果が１．５ＭＨｚ程度までで途絶え、１．５MHｚ以上では、負荷にかかわらず同様に位相回転が進む。 ・要すれば、１．５MHｚ以上では周波数が上がるほどに、利得交差周波数が上昇すると、その点での位相回転はより進むだけ。 ・この結果から、負荷２０Ω以上になると発振しだすのは理屈。 ・負荷オープンで発振するのは至極当然。
・位相補正をあれこれ変更することで上手くいかないか、と、策を弄する。 ・まずは、帰還回路にパラに接続されているＣ２、Ｃ６で何とかならないか。 ・Ｃ２、Ｃ６を１０ｐ、２０ｐ、４０ｐ、８０ｐとするパラメトリック解析。 ・なんと、この容量を増やすほどに利得交差周波数は高域に伸びる。 ・位相回転の方はその領域ではほぼ同じ。 ・これではＣ２、Ｃ６は、その容量を増やすほどに発振しやすくなるということ。 ・これは駄目。
・では、次に初段のステップ位相補正のＣ１、Ｃ５の調整で上手くいかないか。 ・C１、C５を２５０ｐＦ、５００ｐＦ、１０００ｐＦ、２０００ｐＦ、４０００ｐＦとするパラメトリック解析。 ・結果、C１、C５を変化させることによる変化は、利得では１００ｋHzから３MHｚ、その位相では１ｋHzから６MHｚぐらいということが分かる。 ・C１、C５の調整では、利得交差周波数には変化を与えられないし、その点での位相回転にも有意な変化を与えられない。 ・これも駄目。
・では、初段のステップ位相補正のＲ３、Ｒ２６の調整では上手くいかないか。 ・R３、R２６を４３Ω、２１５Ω、４３０Ω、２１５０Ω、４３００Ωするパラメトリック解析。 ・R３、R2６を小さくするほどに利得交差周波数は明確に低くなる。 ・また、小さくするほどに位相回転を引き戻す周波数が高い方に移行する。 ・R３、R２６は小さい方が絶対的な位相回転は進むので、この辺を利得交差周波数の動きと合わせて、バランスをとって設定する必要があることが分かる。 ・これは使いようで上手く行くかもしれない。 ・R３、R２６は１００Ωから２００Ω辺りが良さ気。
・なので、R３、R2６を１００Ω、１５０Ω、２００Ωとするパラメトリック解析。 ・利得交差周波数は、１００Ω、１５０Ω、２００Ωの順により高域に伸びる。その位相回転は、１ＭＨｚ付近では１００Ω、１５０Ω、２００Ωの順により進む。 ・それぞれの場合の利得交差周波数とその点における位相回転をよくよく観ると、R３、R２６は１５０Ωが最も良さ気。
・R３、R2６を１５０として、次に、負荷抵抗が大きくなった場合に発振することへの策を観る。 ・負荷R23、R45を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ωとするパラメトリック解析。 ・やはり、R３、R２６を１５０Ωとしても、負荷が大きくなると利得交差周波数が高い周波数側に移行し、位相回転はその領域では変化させられない。 ・だから、この場合でも負荷が大きくなると発振する。 ・やはり、出力に０．１ｕＦ＋１０Ωを入れることが必須か。
・出力には０．１ｕＦ＋１０Ωを入れて再度、負荷R２３、R４５を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とするパラメトリック解析。 ・いずれも利得交差周波数の位相回転が150°以内に収まる。 ・こうしておけば発振しないだろう。
・ここまですれば、終段マイナス側のＳＣＴＵ００１Ｆのゲート抵抗Ｒ２１、Ｒ４４を１００Ωにしても大丈夫ではないか？ ・負荷R２３、R４５を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とするパラメトリック解析。 ・残念ながら、やはり利得交差周波数がより高域に上昇し、負荷が大きくなるほどに、その点での位相回転が進んでしまう。 ・何故かは知らぬが、素直に１ｋΩにしておくのが吉のよう。
・もし、以上の対策でも駄目ならどうするか？ ・それはもうNFB量１００％のボルテージフォロア動作を止めるしかないだろう。 ・要するにループゲイン≒ＮＦＢ量を減らすことだ。 ・そのためには、Ｊ２、Ｊ４のゲートに抵抗を入れて、NFB量を「入力抵抗／（入力抵抗＋帰還抵抗）」分減らせばよい。 ・たとえば入力抵抗を１０ｋΩとして、負荷R23、R45を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とするパラメトリック解析をしてみると、 ・クローズドゲイン（空色）は低域で（１０ｋΩ＋１０ｋΩ＋５．１ｋΩ）／１０ｋΩ＝２．５１≒８ｄＢとなる。 ・しかして、その分ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が８ｄＢ減って、位相補正的にもさらに安全方向になることが明らか。
・が、この対策は、明示的にやらなくとも、実際のところ結果的に殆どの場合実施している。 ・それは、入力源が電流出力と言っても、シミュレーションのように、本当に出力インピーダンスが無限大の電流源などは、現実には存在しないから。実際の電流源は、出力インピーダンスが相対的に大きいというだけで、無限大ではない。現実に存在する電流源をシミュレーション上でより正しく表現すれば、電圧源の出力にシリーズに抵抗を入れたものになる。だから、現実には、この信号源の出力インピーダンスが、入力にパラにしたＪ２、Ｊ４のゲート抵抗になっているのである。自動的に。 ・で、上がその抵抗R４９、R５０を１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩとするパラメトリック解析。負荷は８０ｋΩ（オープン相当）。 ・オープンゲイン（赤）はどの場合も同じ。ループゲイン（緑）は、低い方からＲ４９、Ｒ５０が１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩの場合。クローズドゲイン（空色）は高い方からＲ４９、Ｒ５０が１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩの場合。ループゲインの位相（緑の点線）は高域の戻りの大きい方からＲ４９、Ｒ５０が１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩの場合。Ｒ４９、Ｒ５０が小さくなるほどに、クローズドゲインが大きくなり、すなわち、ループゲイン≒ＮＦＢ量が小さくなり、位相的には安定方向になる。 ・だから、このアンプは、現実の使用状況では、これまでのシミュレーション結果より安定である可能性が高い。 ・が、それでも入力をオープンにした途端に発振するという状況になる可能性がある。入出力につなぐ機器の状況によって不安定になるなど、困ったもの。 ・なので、そういうことを避ける意味では、入力のＪ２、Ｊ４のゲートには抵抗を入れておくべき。
・以上のようにあれこれ面倒なのは、要すればオープンゲインが大きいからである。 ・であれば、そもそもオープンゲインをもう少し小さなものにして安定度を確保する方が、面倒がないのではないか。 ・と、初段を２ＳＫ１１７から２ＳＫ３０に変更。 ・Ｊ２、Ｊ４のゲートに抵抗は入れずに、負荷R23、R45を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とするパラメトリック解析。 ・そもそものオープンゲイン、ループゲインが１０ｄＢ強減少し、位相補正的にとても適切な状態になる。
・ついでに、出力にシリーズの０．１ｕＦ＋１０Ωもなしとして、負荷R２３、R４５を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とするパラメトリック解析。 ・出力に０．１ｕＦ＋１０Ωを入れる必要もない。
・この場合も初段のステップ位相補正は、やはり１５０Ω＋１０００ｐＦの方が良さ気だ。 ・初段のステップ位相補正を４３０Ω＋１０００ｐＦにすると、出力に０．１ｕＦ＋１０Ωを入れる必要がありそうだ。
・と、この方が良さ気なのに、どうしてこうしないのか？ ・それは、現実の使用状況でＮＦＢ量が十分でなくなるからかな。 ・現実には電流出力と言っても、電圧出力のプリアンプに１ｋΩとか２ｋΩの抵抗をシリーズにして電流出力にしたものが使用される。 ・で、その状態を、R４９、R５０を１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩとするパラメトリック解析で観る。と、右。負荷は８Ωである。 ・負荷が８Ωなのでオープンゲインは３４ｄＢ。 ・入力ソースが高い出力インピーダンスの電流源であれば、クローズドゲイン（空色）が０ｄＢでループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が３４ｄＢとなるのだが、実際の入力ソースの出力インピーダンスは、それほど高くない場合が殆ど。 ・その場合、入力ソースの出力抵抗がNFB量を「入力の出力抵抗／（入力の出力抵抗＋帰還抵抗）」分減少させる。 ・結果、右の通り、入力ソースの出力抵抗が１ｋΩの場合にはループゲイン≒ＮＦＢ量は１０ｄＢ弱、２ｋΩの場合１５ｄＢ強、４ｋΩの場合２０ｄＢ強、８ｋΩの場合２５ｄＢ、１６ｋΩの場合２８ｄＢ。 ・負荷４Ωの場合はこれがさらに６ｄＢ減る。 ・何とも難しいね。
・Ｎｏ−２２３的に組む。
・そのゲイン−周波数特性。 ・赤はオープントランスインピーダンス。 ・ΩをｄＢ表示しているので８３．５ｄＢ＝１５ｋΩ。 ・緑がクローズドゲイン。基準レベル１Ｖに対する値として２３.５ｄＢ。 ・１ｍＡ＊２５．１ｋΩ＝２５．１Ｖ。基準レベルの１Ｖに対し１５．１倍＝２３．５８ｄＢ。 ・これは、高域の下降カーブにピークもなく、素直。 ・これなら問題はないのではないか。
・と、良さ気なので、早速２０ｋHz正弦波応答。 ・この際、負荷Ｒ２３を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）のパラメトリック解析で一気に観る。 ・入力は１ｍＡ、２０ｋＨｚ正弦波。
・結果。 ・素晴らしい。 ・グラフは６本が重なっているのだが、いずれも何の問題もない。
・これは、同様で、帰還回路のＲ１２を０．０１Ω（０Ω相当）にした場合。 ・素晴らしい。 ・グラフは６本が重なっているのだが、いずれも何の問題もない。 ・Ｎｏ−２２３的は、出力に０．１ｕＦ＋１０Ωを追加するなどの発振対策は不要だ。
・良さ気なので、１０ｋHz方形波応答も観る。 ・入力は１ｍＡｐ−ｐ、１０ｋＨｚ方形波。 ・負荷Ｒ２３を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）のパラメトリック解析で一気に観る。 ・帰還回路のＲ１２はまず０．０１Ω（０Ω相当）の場合。
・オーバーシュート、アンダーシュートがあるが、この程度ならまずは許容範囲だろう。
・帰還回路のＲ１２が１０ｋΩの場合 ・この場合も、僅かにオーバーシュートがあるが、この程度なら問題ない。
・と、同じような構成なのに、Ｎｏ−２２３的は素晴らしく、Ｎｏ−２２２的とＮｏ−２２８的はイマイチ。 ・何故そうなのか？ ・を、Ｎｏ−２２３的のミドルブルック解析で観る。 ・負荷Ｒ２３が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）のパラメトリック解析。
・一目瞭然。 ・負荷Ｒ２３がいずれの場合でも利得交差周波数におけるループゲインの位相は−１３０°以内だ。 ・お見事。 ・位相補正が実に上手く行っている。 ・これなら、出力にパラに０．１ｕＦ＋１０Ωを入れる必要もない。入力に抵抗をパラに入れる必要もない。 ・真空管がお好きなのだなぁ。 ・初段のステップ位相補正値はこれで決め、○○と××はそれをただ流用？
・結論。 ・反転動作では、入力抵抗も、入力の容量もＮＦＢループ内。こういうＩＶＣ動作では、そのことがもろに現れる。前段機器の出力インピーダンスも接続ケーブルの容量もパワーＩＶＣのＮＦＢループ内にあって、パワーＩＶＣの動作と動作安定性に直結する。これがあれこれ面倒なことの真の原因。 ・難しいね。
・私には、この辺がいいところかな。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン（トランスインピーダンス）−周波数特性。 ・赤がオープントランスインピーダンス。緑がクローズドトランスインピーダンス。空色がループゲイン≒ＮＦＢ量。ピンクが１Ｖを基準値としたクローズドゲイン。 ・オープントランスインピーダンスとクローズドトランスインピーダンスは、ΩをｄＢ表示しているので、１２０ｄＢ＝１ＭΩ、１００ｄＢ＝１００ｋΩ、８０ｄＢ＝１０ｋΩ、６０ｄＢ＝１ｋΩである。 ・クローズドゲインは、入力電流×クローズドトランスインピーダンスなので、この場合、１ｍＡ×８０ｄＢ（１０ｋΩ）＝１０Ｖ＝２０ｄＢ。 ・特に問題はないよう。
・ＩＶ変換抵抗Ｒ１３を１ｋΩとした場合はどうか？
・オープントランスインピーダンス（赤）に変化はない。 ・クローズドトランスインピーダンス（緑）は６０ｄＢ＝１ｋΩ、クローズドゲイン（ピンク）は０ｄＢと。それぞれ２０ｄＢ低下し、ループゲイン（空色）≒ＮＦＢ量が２０ｄＢ増加している。 ・この場合、クローズドゲインが０ｄＢのボルテージフォロア動作となるが、クローズドゲインの高域にピークはなく、問題ない。
・２０ｋＨｚ正弦波応答。
・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。 ・負荷４Ω時に、プラス側４．５Ｖ程度で飽和してしまう。 ・ＳＣTMU001Fの飽和電圧が大電流時に大きくなるからだろう。
・IV変換抵抗のR１３を１ｋΩとした場合。 ・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。
・１０ｋＨｚ方形波応答。
・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。 ・素晴らしい。
・IV変換抵抗のR１３を１ｋΩとした場合。 ・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。 ・素晴らしい。
・と、良さ気。 ・が、このままでは出力が余り取れないので、電源電圧をどうするか？とか。 ・後は実際作ってみないと分からない。 ・ところで、以上はただの占いである。信じてはいけない。

２０１４年７月２０日

続き

・Ｎｏ−２２５的に組む。 ・スピーカー端子にはダミーロード（５６Ω金属皮膜抵抗７本パラ接続）を接続、入力端子は１ｋΩ抵抗でターミネート。Ｐｏｗｅｒ　ＳＷ　オン。 ・とある。 ・何故そうして調整をしなければならないのか？
・そのゲイン−周波数特性。 ・赤はオープントランスインピーダンス。 ・ΩをｄＢ表示しているので８１.２Ｂ＝１１ｋΩ。 ・緑がクローズドゲイン。基準レベル１Ｖに対する値として２１．２ｄＢ。 ・１ｍＡ＊１２ｋΩ＝１２Ｖ。基準レベルの１Ｖに対し１２倍＝２１．５ｄＢ。 ・高域の下降カーブにピークはない。もう少し、なで肩だとさらに良いのだが、これなら問題はないのではないか。 ・まぁ、入力を１ｋΩでターミネートしたのだから、その場合はこうなってもらわないとどうにもならないのだが。
・ちなみに、入力端子に入れた１ｋΩのターミネート抵抗を外すと。
・。。。。。。。。。
・Ｎｏ−２３３的に組む。 ・出力トランスがＦ−２００３だが、是非もない。
・負荷８Ωの場合のゲイン（トランスインピーダンス）−周波数特性。 ・赤がオープントランスインピーダンス。緑がクローズドトランスインピーダンス。空色がループゲイン≒ＮＦＢ量。ピンクが１Ｖを基準値としたクローズドゲイン。 ・オープントランスインピーダンスとクローズドトランスインピーダンスは、ΩをｄＢ表示しているので、８０ｄＢ＝１０ｋΩであるが、低域でオープントランスインピーダンスが８３ｄＢ、クローズドトランスインピーダンスが８１ｄＢと、２ｄＢ程度の差しかない。よって、空色のループゲイン≒ＮＦＢ量は２ｄＢ程度。 ・通常、クローズドトランスインピーダンスは、帰還回路の抵抗値とイコールになるものだが、これはそうならないのだね。本当？ ・クローズドゲインは、入力電流×クローズドトランスインピーダンスなので、この場合、１ｍＡ×８１ｄＢ（１１．２ｋΩ）＝１１．２Ｖ＝２１ｄＢ。 ・出力トランスの関係で、低域は５０Ｈｚ以下でレスポンスが低下している。 ・まぁ、総じて、良さ気。
・次に、Ｒ６＝１Ωとした場合。 ・ボリュームのＲ６を絞って最小値にした場合に相当。 ・ついでに、Ｃ１を０．００１ｐＦ（無しに相当）、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦ、１６０ｐＦとするパラメトリック解析。
・低域でオープントランスインピーダンスは８３ｄＢと変わらない。 ・クローズドトランスインピーダンスが６５．５ｄＢとなり、空色のループゲイン≒ＮＦＢ量は１７．５ｄＢ程度。 ・クローズドゲインは、１ｍＡ×６５．５ｄＢ（１．９ｋΩ）＝１．９Ｖ＝５．５ｄＢ。 ・緑のクローズドトランスインピーダンスとピンクのクローズドゲインの８００ｋＨｚ付近のピークは、上からＣ１が０．００１ｐＦ（無しに相当）、１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦ、１６０ｐＦの場合。 ・よってＣ１は、８０ｐＦは欲しい感じ。
・１０ｋＨｚ方形波応答でその辺を観じる。 ・まず、Ｒ６＝５０ｋΩ、要すればボリューム最大の場合。 ・Ｃ１＝０．００１ｐＦ（無しに相当）、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦのパラメトリック解析で一気に観る。
・Ｃ１＝０．００１ｐＦ（無しに相当）の場合に僅かにオーバーシュート、アンダーシュートがあるように見えるが、問題とするまでもないので、この場合は、Ｃ１＝０．００１ｐＦ、要するにＣ１がなくても良い感じだ。
・次に、Ｒ６＝１Ω、要すればボリューム最小の場合。 ・まぁ、Ｃ１はこの場合のためにある。
・まず、Ｃ１＝０．００１ｐＦ（無しに相当）の場合。 ・リンギングが生じる。 ・が、発振までは至っていない。
・Ｃ１＝２０ｐＦの場合。 ・同じくリンギングが生じるが、その規模は小さくなった。
・Ｃ１＝４０ｐＦの場合。 ・さらにリンギングの規模は小さくなった。
・Ｃ１＝８０ｐＦの場合。 ・リンギングのみならず、オーバーシュート、アンダーシュートもなくなった。 ・よって、Ｃ１はどうすべきか？ ・実機を作る財力と気力があれば、答えは出る。 ・が、両方ともない。（爆）
・トランスインピーダンス−周波数特性では分かりにくい？ ・ならば、普通に、負荷８Ωの場合のゲイン−周波数特性。 ・Ｒ６を１Ω（バリューム最小相当）、５ｋΩ、５０ｋΩ（ボリューム最大）とするパラメトリック解析。
・赤がオープンゲインで、Ｒ６の値にかかわらず中域で２３．２ｄＢ。 ・緑がクローズドゲインで、Ｒ６が５０ｋΩ時に２１ｄＢ、５ｋΩ時に１３．５ｄＢ、１Ω時に５．５ｄＢ。 ・空色がループゲイン≒ＮＦＢ量で、Ｒ６が５０ｋΩ時に２ｄＢ、５ｋΩ時に９．６ｄＢ、１Ω時に１７．５ｄＢ。 ・オープンゲインが小さい。 ・のは、対８Ω負荷用に、トランスでインピーダンス変換し、電圧を降下させているためで、トランス１次側電圧でそれを観ればピンクのとおり中域で５０ｄＢ。 ・２６．８ｄＢの差がある。Ｆ−２００３の１次側３．５ｋΩと２次側８Ωの比は４３８倍、従って電圧比では２１倍程度だから、≒２６ｄＢ程度。まぁこんなところ。
・トランスインピーダンス−周波数特性では分かりにくい。 ・と、同様の理由で、負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。
・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３５．５ｄＢ、８Ωの場合４１ｄＢ、１６Ωの場合４６ｄＢ、３２Ωの場合５０．５ｄＢ、６４Ωの場合５４ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６０ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も２０ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１６ｄＢ、８Ωの場合２１ｄＢ、１６Ωの場合２６ｄＢ、３２Ωの場合３０．５ｄＢ、６４Ωの場合３４ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４０ｄＢ。
・ＩＶ変換抵抗Ｒ１３を１ｋΩとした場合。
・オープンゲイン（赤）に変化はない。 ・ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が増加し、オープンゲインと同じになる ・したがって、クローズドゲイン（空色）はどの場合も０ｄＢとなり、ボルテージフォロア動作となる。 ・クローズドゲインの高域にピークはなく適切。
・位相補正のＣ１、Ｃ２を１０ｐＦ、２０ｐＦ、４０ｐＦ、８０ｐＦ、１６０ｐＦとするパラメトリック解析でその辺を観じる。 ・一番条件が悪いのは、ループゲイン≒ＮＦＢ量最大となる負荷オープン時であるから、Ｒ１６は８０ｋΩ（負荷オープン相当）。
・位相補正のＣ１、Ｃ２が１０ｐＦ、２０ｐＦの場合には、クローズドゲイン（空色）の１０ＭＨｚ付近にピークが生じる。 ・ので、３９ｐＦで可だ。 ・なお、この場合の位相補正値は正確には３９ｐＦ＋Ｑ３（Ｑ４）のＣｏｂである。 ・が、モデルのＱ２ＳＡ６０６のＣｏｂが現実の２ＳＡ６０６のＣｏｂを適切に反映しているかは保証の限りに非ず。 ・よって、実機で試して調整するの他なし。 ・なお、以上はただの占いである。信じてはいけない。

２０１４年７月２８日

続・続き

・あまり向いていない。 ・とは思いつつも、６００円しない＠１個には勝てない。（爆）
・右上は、Vds−Id特性。 ・右は、Vｇs−Id特性。 ・いずれもデータシートのそれにかなり近い。
・これは、Vds−Id特性を、Ｖｄｓ＝５０Ｖ、Ｉｄ＝３Ａの範囲内で観たもの。
・そして、電源電圧±２２．５Ｖを想定しての動特性。 ・比較のため、同条件でのＳＣＴ２０８０ＫＥ、ＳＣＴＭＵ００１Ｆの動特性もプロットする。 ・ＳＣＴ２０８０ＫＥ、ＳＣＴＭＵ００１ＦよりもＶｇｓの立ち上がり電圧が大きく、ｇｍは小さく、ＯＮ抵抗は大きい。 ・特にＶｇｓの立ち上がり電圧が大きいのは痛い。終段アイドリング電流を１５０ｍＡ〜１８０ｍＡ流すためには５．５Ｖのバイアスは必要だ。また、ｇｍも小さいので、同じ出力に要するドライブ電圧も大きくなる。 ・要すれば、電源電圧を余り高く出来ないバッテリードライブのアンプには向いていない。（爆） ・ただ、ＣｉｓｓやＣｒｓｓはＳＣＴ２０８０ＫＥやＳＣＴＭＵ００１Ｆより小さい。 ・まぁいいか。
・で、こんな感じ。 ・ＳＣＴ２４５０ＫＥの所要バイアス電圧が大きいので、Ｒ９〜Ｒ１２を調整。 ・これで終段のアイドリング電流は１５０ｍＡ。 ・Ｒ７が３２０Ωと大きくなった。のは、Ｑ５とＵ２を、抵抗パラの２００Ｄ５をシリーズにしてそれぞれ温度補償しようという趣旨。 ・その結果、Ｒ８も大きくなる。 ・結局、ただでさえ惜しいプラス電圧側の無効電圧がさらに大きくなり、当然最大出力も低下する。 ・是非もなし。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３４．５ｄＢ、８Ωの場合４０．５ｄＢ、１６Ωの場合４５．５ｄＢ、３２Ωの場合５０．５ｄＢ、６４Ωの場合５４．５ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．５ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も２０ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１５．５ｄＢ、８Ωの場合２０．５ｄＢ、１６Ωの場合２５．５ｄＢ、３２Ωの場合３０ｄＢ、６４Ωの場合３４ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４２ｄＢ。 ・と、上のＳＣＴＭＵ００１Ｆで組んだ場合とほぼ同じ。
・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３を１ｋΩとした場合。
・オープンゲイン（赤）に変化はなく、ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が増加し、オープンゲインと同じになって、クローズドゲイン（空色）はどの場合も０ｄＢとなり、要すればボルテージフォロア動作となる。 ・この場合でもクローズドゲインの高域にピークはなく、位相補正のＣ１、Ｃ２は２０ｐＦで良さ気。
・２０ｋＨｚ正弦波応答。 ・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。
・負荷４Ω時に、プラス側は８Ｖで飽和してしまう。それが負荷８Ωでは９Ｖ、負荷１６Ωでは１０Ｖ。 ・負荷抵抗が小さくなると電流を多く流すことが必要なのだが、その分所要ドライブ電圧が大きくなり、結果、電源電圧の制約からこうなる。 ・是非もなし。 ・まぁ、我がウサギ小屋で鳴らす分には、この程度の出力があれば十分だろうて。（爆）
・１０ｋＨｚ方形波応答。
・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。 ・問題なし。
・これは、ＩＶ変換抵抗Ｒ１３（ボリューム）を１ｋΩとした場合。 ・負荷は同様パラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。 ・問題なし。
・と、シミュレートしているうちに基板が出来上がってきた。

続々・続き

・ケーシングして粗調整する。 ・出力に８Ωのダミーロードを接続し、入力は１ｋΩ抵抗でターミネイトする。などという手間はない。出力も入力も何もつながないオープン状態で粗調整。 ・と、何の問題もなく動作する。 ・ので、早速音を聴いてみる。 ・う〜ん、次元が違う！！ ・と、言えるほど感受性の高い耳は持ち合わせていない。(爆） ・が、至極まともな音がする。彫が深く明瞭な感じ。 ・しばし動かしながら最終調整。
・回路。 ・実のところ、バッテリーを買い足していないので、既存のリチウムイオンバッテリー±１５Ｖを電源として粗調整。（爆） ・終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのアイドリング電流は取りあえず１００ｍＡ程度としておこう。 ・ＳＣＴ２４５０ＫＥの温度補償はサーミスタ２００Ｄ５で行う。で、これにパラにする抵抗は３３０Ωで良さ気。なので、当面そうしておこう。 ・また、温度補償的にドライバーの２ＳＣ９６０を野放しにする勇気はないので、これも２２０Ωをパラとした２００Ｄ５で温度補償。 ・結果、スイッチオンで瞬間ビックリ大電流が流れることもなく、静かにアイドリング電流が設定値まで増加して止まる。まぁまぁかな。 ・なお、終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのゲートに発振防止用の抵抗は入れていない。のだが、何の問題もないみたい。
・ところで、この回路では、二段目差動アンプが前段からプッシュプルにドライブされていない。 ・のに、その共通エミッタが定電流回路ではない。 ・のは、いかがなものか？ ・という考えもある。 ・ので、二段目差動アンプを前段からプッシュプルにドライブする回路を考える。 ・それが右。 ・これで終段のアイドリング電流は１５０ｍＡ。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・結果、オープンゲインも、クローズドゲインも、ループゲイン≒ＮＦＢ量も、そもそもの回路とほとんど同じ。 ・よく見ると、２０ＭＨｚ付近にポールが出来たのか、それ以上の領域におけるゲイン下降とその位相回転が急になっている。 ・が、０ｄＢ以下の領域なので特にどうということはない。
・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３を１ｋΩとした場合。 ・これもそもそもの回路とほとんど同じ。
・動作対称性が良くなればひずみ率は良くなるはず。 ・なので、ひずみ率を占ってみる。
・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。 ・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．２４４６８１％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．７８９８１９％
・そもそもの回路ではどうなのかが分からなければ評価のしようがない。 ・ので、そもそもの回路の方。 ・条件は当然同じにする。
・結果、右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．２４１６８４％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．８０１３９０％ ・余り変わらない。 ・し、シミュレーションでは無視したが、初段の電流設定もやや面倒。 ・採用する意味はないかな。
・ならば、二段目差動アンプの共通エミッタを定電流回路にするのはどうか。 ・抵抗に代えて、最も性能の良い定電流回路である電流源でシミュレート。
・結果、右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．２４６６５５％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．７９５１７６％ ・こちらも余り変わらない。 ・ので、そもそもの回路のままで良い。 ・というのが、そもそもの判断。
・なのだが、再度シミュレーションのＦＦＴを観ると、そもそもの回路では１０ｋＨｚ以上の領域に暴れがあるのがちょっと気になった。 ・ので、こうしてみる。 ・改造も手間は僅か。だし、これで僅かでも対称性が高まる。はず。 ・音的にどうか？ ・良さ気？（爆）
・さて、買い足したバッテリーもやって来たので、実機の方も電源を±２２．５Ｖに上げて再調整。 ・終段ＳＣＴ２４５０ＫＥには２００ｍＡのアイドリング電流を流すことにしよう。シミュレーターでは右の定数で２００ｍＡ。出力のオフセットは０V。 ・ついでに、入力のオフセットも調整出来るようにしようか。シミュレーターではＲ１＝６．９４ｋΩで入力オフセットは０Ｖ。 ・実機のＱ７、Ｑ８は、２ＳＣ２２４０ではなく２ＳＣ２２９１であるので、Ｒ１は現物合わせで調整。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３６．４ｄＢ（３４．５ｄＢ）、８Ωの場合４２ｄＢ（４０．５ｄＢ）、１６Ωの場合４７．３ｄＢ（４５．５ｄＢ）、３２Ωの場合５１．９ｄＢ（５０．５ｄＢ）、６４Ωの場合５５．７ｄＢ（５４．５ｄＢ）、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．４ｄＢ（６２．５ｄＢ）。 ・（）内の数値は、終段ＳＣＴ２４５０ＫＥに１５０ｍＡのアイドリング電流を流した場合の数値だが、これを２００ｍＡとしたことにより終段のゲインが増え、負荷オープン相当時を除いて、オープンゲインが１．９ｄＢ〜１．２ｄＢ増加している。 ・クローズドゲインはどの場合も２０ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１７ｄＢ（１５．５ｄＢ）、８Ωの場合２２ｄＢ（２０．５ｄＢ）、１６Ωの場合２６．９ｄＢ（２５．５ｄＢ）、３２Ωの場合３１．３ｄＢ（３０ｄＢ）、６４Ωの場合３５ｄＢ（３４ｄＢ）、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４１．６ｄＢ（４２ｄＢ）。（（）内の数値は上に同じ。）
・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３を１ｋΩとした場合。 ・オープンゲイン（赤）に変化はなく、ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が増加し、オープンゲインと同じになって、クローズドゲイン（空色）はどの場合も０ｄＢのボルテージフォロア動作。 ・位相補正のＣ１、Ｃ２は２０ｐＦで良さ気。
・ＦＦＴでひずみ率を占う。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．１５０２７３％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．５３１１００％ ・オープンゲインが増加しＮＦＢ量が増えた故か、これまでで最良。
・ついでだが、このパワーＩＶＣは、入力にターミネート抵抗を入れても、アンプの動作が変わったり、不安定になったり、逆に安定になったりする、ということはない。 ・右は、入力のターミネート抵抗Ｒ１６を１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩとし、そして帰還抵抗（＝ＩＶ変換抵抗）Ｒ１３を１１ｋΩ、１ｋΩとする、ダブルパラメトリック解析。 ・出力はオープン。
・結果が右。 ・赤がオープンゲインだが、入力のターミネート抵抗Ｒ１６が１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩで、それぞれ帰還抵抗（＝ＩＶ変換抵抗）Ｒ１３が１１ｋΩ、１ｋΩの場合の合計１０の場合のオープンゲインが重なっているのだが、皆同じなので１本にしか見えない。 ・青はクローズドゲインだが、２０ｄＢ強なのがＲ１３が１１ｋΩの場合で、０ｄＢなのがＲ１３が１ｋΩの場合。いずれも入力のターミネート抵抗Ｒ１６が１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩの５つの場合が重なっているのだが、これも１本にしか見えない。 ・緑がループゲインで、オープンゲイン（赤）にほぼ重なっているのがＲ１３が１ｋΩの場合であり、４２ｄＢ程度なのがＲ１３が１１ｋΩの場合。いずれも入力のターミネート抵抗Ｒ２０が１ｋΩ、２ｋΩ、４ｋΩ、８ｋΩ、１６ｋΩの５つの場合が重なっているのだが、これも１本にしか見えない。 ・要するに、このアンプは、入力のターミネート抵抗でアンプの動作が変わったり、アンプが不安定になったり、逆に安定になったりする、ということはない。すなわち、実際の使用に即して言えば、このアンプは、前段のプリアンプやチャンネルフィルターの出力インピーダンスにより、アンプの動作が変わったり、アンプが不安定になったり、逆に安定になったりする、ということはない。 ・この点は、入力にグリッド接地を採用しているＮｏ−２３３等の真空管パワーＩＶＣに同じ。
・さらについでだが、このパワーＩＶＣは、入力のケーブルの容量等の入力にパラに入る容量分によってアンプの動作が影響を受ける度合いが、相対的に小さい。 ・右は、入力にパラに入る容量を１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦ、１６００ｐＦとし、そして帰還抵抗（＝ＩＶ変換抵抗）Ｒ１３を１１ｋΩ、１ｋΩとする、ダブルパラメトリック解析。
・結果が右。 ・見方は上と同じ。 ・帰還抵抗Ｒ１３が１１ｋΩの場合は、入力にパラに入る容量が１００ｐＦ、２００ｐＦ、４００ｐＦ、８００ｐＦ、１６００ｐＦとなっても、オープンゲイン（赤）もクローズドゲイン（青）もループゲイン（緑）もそれぞれ重なって１本にしか見えず、入力容量の影響を受けないことが分かる。 ・帰還抵抗Ｒ１３が１ｋΩの場合には、クローズドゲイン（青）の２ＭＨｚ以上の領域でその影響が出ている。入力のパラ容量が１６００ｐＦの場合に７ＭＨｚ付近で２．５ｄＢのピークを生じている。
・この影響を、１０ｋＨｚ方形波応答で観る。 ・出力はオープン。入力にＣ３＝０．００１ｐＦ（なしに相当）、１６００ｐＦをパラとするパラメトリック解析。
・結果。 ・二つの波形が重なっている。赤の下にＣ３＝０．００１ｐＦ（なしに相当）をパラにした場合の緑の応答波形が隠れているのだが、見えない。 ・ので、下に時間軸を拡大して、98uSから102uSの状況をプロット。 ・これで現れたＣ３＝０．００１ｐＦ（なしに相当）の立ち上がり時の方形波応答波形（緑）は、何も問題がない。 ・赤がＣ３＝１６００ｐＦをパラにした場合だが、立ち上がり、立ち下がりにリンギングが生じている。 ・が、２波で収束し発振には至らない。 ・と、１６００ｐＦがパラになっても影響はこの程度。 ・なので、モガミ２４９７による何十ｍのラインケーブルを使う方は格別だが、ウサギ小屋の我が家では、ラインケーブルの長さに気を遣うことはない。し、ケース内の信号ケーブルも、作業が楽なので細いソニーのＯＦＣケーブル。（爆）
・と、順調に調整が進んでいたのだが、終段アイドリング電流の調整中に、ハタと気づいた。（＾＾； ・これでは温度補償が働かないわなぁ（＾＾；　　←　アホウ ・サーミスタの置き場所も変える必要がある。 ・が、そうすると基板の作り直しが不可避。
・では、こちらにしよう。 ・初段をコンプリメンタリーベース接地とし、マイナス側の出力をカレントミラーで折り返して、その出力とプラス側の出力で二段目差動アンプをプッシュプルドライブする。 ・初段の動作電流は、R1とR4でQ8とQ10の電流を調整することにより設定する。 ・右のシミュレーションでは、R1=R4＝７．３５ｋΩで適切な値になった。が、入力のオフセットは−２．７ｍV。 ・実機では現物合わせでこれらを調整することになる。ちと面倒。 ・シミュレーターでは右の定数で終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのアイドリング電流は２００ｍＡ。出力のオフセットは０V。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３６．４ｄＢ、８Ωの場合４２ｄＢ、１６Ωの場合４７．３ｄＢ、３２Ωの場合５１．９ｄＢ、６４Ωの場合５５．６ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．４ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も２０ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１７ｄＢ、８Ωの場合２２ｄＢ、１６Ωの場合２６．８ｄＢ、３２Ωの場合３１．３ｄＢ、６４Ωの場合３５ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４１．６ｄＢ。 ・と、二段目に定電流回路を採用した上の場合と殆ど同じ。
・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３を１ｋΩとした場合。 ・オープンゲイン（赤）に変化はなく、ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が増加し、オープンゲインと同じになって、クローズドゲイン（空色）はどの場合も０ｄＢのボルテージフォロア動作。 ・位相補正のＣ１、Ｃ２は２０ｐＦで良さ気。 ・と、これも同じ。 ・なのは、初段の負荷抵抗、二段目の動作電流、そして終段の動作電流が同じなのだから当たり前。
・ＦＦＴでひずみ率を占う。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．１５３５７７％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．５３６９００％ ・と、二段目に定電流回路を採用した上の場合に肉薄。小数点3桁の部分で僅かに及ばない。 ・この回路で行こうか。
・が、初段の動作電流と入力オフセットを、この回路で調整するのはかなり難儀だろう。 ・で、実用的な回路はこう。 ・初段の動作電流はＱ８のバイアス回路で調整、入力オフセットはＲ１７で調整する。 ・シミュレーションでは、この回路定数で入力のオフセットも出力オフセットも０V。終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのアイドリング電流は２００ｍＡ。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３６．５ｄＢ、８Ωの場合４２ｄＢ、１６Ωの場合４７．３ｄＢ、３２Ωの場合５１．９ｄＢ、６４Ωの場合５５．６ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．４ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も２０ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１７ｄＢ、８Ωの場合２２ｄＢ、１６Ωの場合２６．８ｄＢ、３２Ωの場合３１．３ｄＢ、６４Ωの場合３５ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４１．６ｄＢ。 ・と、殆ど同じ。 ・が、オープンゲインとクローズドゲインの２０Ｈｚ以上での下降が上の場合のように急にはならない。 ・何故か？知らない。
・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３を１ｋΩとした場合。 ・オープンゲイン（赤）に変化はなく、ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が増加し、オープンゲインと同じになって、クローズドゲイン（空色）はどの場合も０ｄＢのボルテージフォロア動作。 ・位相補正のＣ１、Ｃ２は２０ｐＦで良さ気。 ・と、これも同じ。
・ＦＦＴでひずみ率を占う。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．１５２８９１％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．５３４８３２％ ・と、二段目に定電流回路を採用した上の場合には僅かに及ばないが、上の場合より僅かに良い結果。 ・なので、この回路で行こうか。 ・が、そうするとこれも基板の作り直しは必至。
・なので、当初の回路で良いのでは？（爆） ・で、右。 ・この回路定数で、シミュレーションでは入力のオフセットも出力オフセットも０V。終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのアイドリング電流は２００ｍＡ。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３６．５ｄＢ、８Ωの場合４２ｄＢ、１６Ωの場合４７．３ｄＢ、３２Ωの場合５１．９ｄＢ、６４Ωの場合５５．７ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．４ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も２０ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１７ｄＢ、８Ωの場合２２ｄＢ、１６Ωの場合２６．９ｄＢ、３２Ωの場合３１．３ｄＢ、６４Ωの場合３５ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４１．７ｄＢ。 ・と、上の二つの場合と殆ど同じ。
・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３を１ｋΩとした場合。 ・オープンゲイン（赤）に変化はなく、ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が増加し、オープンゲインと同じになって、クローズドゲイン（空色）はどの場合も０ｄＢのボルテージフォロア動作。 ・位相補正のＣ１、Ｃ２は２０ｐＦで良さ気。 ・と、これも同じ。 ・当たり前。
・ＦＦＴでひずみ率を占う。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．１４０４７２％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．５３２３６４％ ・と、負荷８Ω時には、二段目に定電流回路を採用した上の場合よりも良いという結果。 ・負荷４Ω時にはに二段目に定電流回路を採用した上の場合には僅かに及ばないが殆ど同じ。 ・えぇぇえ・・・ ・なので、結論。 ・これでいいや。 ・で、最初に戻った。（爆）
・回路 ・TR２に流す電流を決めるそのコレクタ抵抗は１２ｋΩと２ｋΩの半固定抵抗となった。これで入力オフセットを０Vに調整する。 ・想定より所要の抵抗値はかなり大きくなった。TR１に流れる電流値と同じ電流値となるように設定するというものではないのだね。あるいは、デュアルTRなのに余り特性が揃っていないのか。 ・全体の動作の起点となる、初段のツェナーダイオード、HZ３C２に流す電流値を設定する抵抗の値を４．７ｋΩから３．９ｋΩに変更。 ・定電圧値をやや上げて、初段の動作電流値をやや増やしたもの。アンプの電圧利用効率からすれば馬鹿な変更。（＾＾； ・それにしてもHZ３C２の電圧は、流す電流値によってかなり変動する。のは困ったもの。 ・TR９に貼り付けた２００D５とパラにする抵抗の抵抗値を３３０Ωから１２０Ωに変更。 ・要すれば、温度補償の利きを弱めた。これでも補償は過剰側で安全。 ・TR７に貼り付けた２００D５とそのパラの抵抗２２０Ωによる温度補償が過々剰かもしれない。 ・ので、この辺は今後また調整する可能性がある。 ・終段のSCT２４５０KEには、とりあえず２００ｍA程度のアイドリング電流を流す。が、電流がもったいない気もする。ので、音も勘案してもっと減らすかも知れない。 ・下は、電源及び保護回路。 ・既に１５V用に作ってあったものを流用。なので定数変更は最低限。
・さて、音だが、 ・駄耳の私がとやかく言ってもしょうがない。 ・し、何か書くために比較試聴しようか、と思うのだが、これで聴いていると、聴くことに引き込まれて、そんな面倒なことはしたくなくなる。 ・まぁ、悪くはないのではないかな。

続々々・続き

・先生の作例のように、電流出力プリアンプも電流出力チャンネルフィルターも、低い電源電圧のものにしておけば良いものを、私は余計なことをして、それらの電源電圧を±１８Vとしている。 ・ので、入力にパラにダイオード１S１５８８を追加した。 ・何故？ ・電流出力の機器は、それに繋がる機器の状況にかかわらず、それに電流を流す。受ける機器側の都合で接続点の電圧が上下した場合、電流出力の機器側は、それ以上に出力電圧を上げ、あるいは下げて、電流を流そうとする。電流出力の機器とはそういうものである。 ・このパワーIVCも、通常動作時には、電流出力の機器からの電流は、IV変換抵抗（ボリューム）を経由し、終段のTR９、TR10に吸い込む。したがって、入力点の電圧は殆ど０Vのままだ。 ・が、パワーIVCの電源を切って、その電流ルートを遮断したらどうなるか？ ・実は、それが問題で、その場合電流出力の機器からの電流によって入力点の電圧が大きく上下するのである。 ・入力点の電圧が大きく上下する、といっても、電流出力プリアンプや電流出力チャンネルフィルターは、いくら電流出力でも出せる電圧はその電源電圧を超えることは不可能だ。だから、その電源電圧が低ければ問題はない。 ・が、私の電流出力プリアンプと電流出力チャンネルフィルターは電源電圧が±１８Vなので、最悪±１５V程度の電圧が出力され、パワーIVCの入力にかかることを想定する必要がある。 ・そうすると、例えば、このパワーIVCのTR1のVeboは５V（大体のTRはそんなもの）なのに、入力にプラス５V以上の電圧がかかって、TR1のベース−エミッタ間に５V以上の逆電圧がかることが想定される。 ・それはまずい。 ・ので、そのようなことの起こらないように、入力点の電圧を制限する保護ダイオードを追加。
・右は、通常動作時。 ・負荷はオープン。 ・入力は１ｍA、１ｋHz正弦波。
・その場合の、上がアンプ出力波形。 ・下が、アンプ入力点の電圧（緑）、TR７のベース電圧（ピンク）、そして、TR７のベースーエミッタ間電圧（赤）。 ・この場合、TR７のベース−エミッタ間電圧（赤）は、TR７のベース電圧（ピンク）に重なっていて、ピンクにしか見えない。 ・アンプ入力点の電圧（緑）は、実は正弦波なのだが、このスケールでは０ｍV一定にしか見えない。 ・TR７のベース電圧（ピンク）、そして、TR７のベース−エミッタ間電圧（赤）は６４０ｍV程度。 ・これが正常時動作。
・電源電圧をカットした場合。 ・こうすると終段のQ５、Q６、U１、U２は一切の電流を通さない。
・それでも出力先の機器に信号電流を流すのが、前段の電流出力機器。 ・その結果がこう。 ・問題は下のグラフで、アンプ入力点の電圧（緑）が、プラス側では最大２０V、マイナス側では最大−４．５Vになってしまう。 ・そのため、TR７のベース−エミッタ間電圧がマイナス１９V（エミッタ電圧に対してベース電圧が１９V低い状態）にも達している。 ・それはTR7のベース−エミッタ間の逆耐圧を超えているので、TR７は壊れてしまう。 ・勿論、このシミュレーションでは電源電圧の制約に無縁の出力インピーダンス無限大の電流源を使っているために、アンプ入力点の電圧（緑）がここまで上下するのであって、実際の電流出力機器は、その電源電圧の制約の範囲内の電圧までしか出力出来ないので、ここまではいかない。
・が、私の電流出力プリアンプと電流出力チャンネルフィルターは、電源電圧が±１８Vなので、アンプ入力点の電圧（緑）が５V以上になることを想定する必要がある。 ・ので、アンプ入力にその入力点の電圧を制限するために保護ダイオードを入れる。
・そうすると、アンプ出力電圧を含め、全ての電圧が±６００ｍV以内に収まる。 ・これで全く問題がない。 ・現実には、電源電圧の高い電流出力機器をつないで、このパワーIVCで大きな音を出している際に、急に停電したり、電源を切ってしまったりしなければ起こりえない状況なのだが、まぁ、こうしておこう。
・無論、通常動作については、
・何の影響もない。
・が、保護ダイオードをパワーIVC側に取り付けるのは止めた。 ・原因者たる、電流出力機器側に取り付ける。 ・全てのパワーIVCに保護ダイオードを取り付けることを考えれば、当然そうすべきだわなぁ。（爆） ・が、電流伝送方式DACは、出力にパラにボリュームが入っているので、こうする必要はない。 ・また、電圧出力の機器に１ｋΩなりの抵抗を取り付けて電流出力としたものも、こうする必要はない。 ・で、私の電流出力機器でこうしなければならないのは、電流出力チャンネルフィルタ−。 ・その状況が下。
・これは、パワーIVCの電源を切った場合の想定。 ・緑はカレントバッファそのものの出力、赤が高音側のパワーIVCの入力点の電圧、ピンクがその出力、空色が低音側のパワーIVCの入力点の電圧、青がその出力。 ・チャンネルフィルターの出力部に取り付けた保護ダイオードにより、その出力電圧＝パワーIVCの入力点の電圧は±０．６V以内に制限され、パワーIVCの出力点の電圧も同様。
・これは、パワーIVCの電源をオンとした正常動作状態。 ・チャンネルフィルターの出力電圧＝パワーIVCの入力点の電圧（赤＆水色）はほぼ０V。 ・カレントバッファそのものの出力（緑）、高音側及び低音側の二つのパワーIVCの出力（ピンク＆青）とも、８００Hzクロスの極めて的確な動作。
・チャンネルフィルターの出力電圧＝パワーIVCの入力点の電圧（赤＆水色）はほぼ０V。 ・って、参考までにそれを見るとこう。 ・訂正 ・改めて先生のＮｏ−２１９、電流伝送チャンネルフィルターを見たら、その電源電圧は±１５Ｖ。 ・もっと低電圧と勘違いしていた。ので、訂正。 ・なお、以上のシミュレーションはただの占い。信じてはいけない。

２０１４年９月３日

ちょっと試聴

・DENON PCM ＤＥＧＩＴＡＬ　が、いかにもＣＤ出初めのころの一枚。 ・なのに、こんなに良い音がして委員会。（爆） ・素晴らしい。 ・まるで今眼前で演奏しているような臨場感。 ・ただただ演奏に引き込まれて聴くのみ。
・これも上に同じ。 ・素晴らしい。 ・あきれるほどに生々しい。 ・デジタルの能力は最初から凄かったのだね。 ・こっちがその能力に追いつかなかっただけ・・・
・至福の時だ。 ・デューク・エリントン、ジョー・パス、レイ・ブラウン、ルイ・べルソンが降臨して目の前で演奏してくれるなんて・・・ ・イェイ！　（＾＾；
・こちらは、泣けるねぇ・・・ ・サラ・ヴォーン ・Ｈｏｗ　ｌｏｎｇ　ｈａｓ　ｔｈｉｓ　ｂｅｅｎ　ｇｏｉｎｇ　ｏｎ ？
・新しいものも聴く。 ・ハイレゾの一枚。 ・そこにオーケストラがいる。（爆） ・まるでステージを見ているかのようだ。 ・そら恐ろしいほどのクリアな臨場感だね。
・半世紀も前の１９６１年のビル・エバンス。 ・それが今ここに蘇る。 ・このＣＤには、演奏の合間のビッレッジ・バンガードの会場の音がカットされずに冗長に収められていたりする。 ・自分がタイムスリップしているような錯覚に陥る。 ・で、Ｓｉｃ−ＭＯＳはどうか？ ・私のバイポーラトランジスタによるパワーＩＶＣの音より、一層クリアでコントラストが明瞭かもしれない。が、良い勝負だ。 ・と、言っておこう。（＾＾； ・が、もう一台Ｓｉｃ−ＭＯＳパワーＩＶＣを作って、純粋Ｓｉｃ−ＭＯＳパワーＩＶＣマルチにしたら、駄耳の私でも結果がはっきり分かってしまうかも知れない。（爆）

ＣＳＰＰ

・近頃は本当に飽き飽き。 ・たまには、変わったものもやって欲しい。 ・ので、クロスシャントプッシュプル（ＣＳＰＰ）にしてみる。 ・シングルエンデドプッシュプル（ＳＥＰＰ）しか見たことがない目からすれば、何だこれは？ ・これで音が出るの？ ・と言うより、まともに動作するの？ ・と、思ってしまう。（爆） ・のだが、この回路にするとＶ１に高い電圧は不要なので、ニッケル水素充電池４本想定の４．８Ｖとしてある。これに伴いＲ１を変更。Ｒ３、Ｒ８は半固定抵抗の微修正。 ・結果、右の定数で、入力のオフセットも出力のオフセットも０Ｖであり、終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのアイドリング電流は２００ｍＡ。 ・と、まともに動作する。 ・不思議。（＾＾；
・どうでも良いことだが、近頃、ヤマハがフローティング＆バランス・パワーアンプとして、A-S２０００、３０００などで採用している出力段の回路もこの仲間。 ・この終段ＣＳＰＰ回路も、右のように書き換えるとフローティング＆バランス・パワーアンプの解説図に同じ。 ・が、こちらは出力段の一方の電源、Ｖ２をアース基準とし、フローティングなのはＶ３だけの不平衡型ＣＳＰＰであり、全ての電源をアースから独立させたというヤマハのフル平衡型ＣＳＰＰ？とは、その点で異なる。 ・が、何か期待できそう・・・（爆） ・我らが終段完全対称型（同極性ＳＥＰＰ）より、良さ気か？ ・なので、早速、負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性を観る。
・先ず、ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３が１１ｋΩの場合。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３６．３ｄＢ、８Ωの場合４２ｄＢ、１６Ωの場合４７．２ｄＢ、３２Ωの場合５１．９ｄＢ、６４Ωの場合５５．７ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．９ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も２０ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１６．９ｄＢ、８Ωの場合２１．９ｄＢ、１６Ωの場合２６．８ｄＢ、３２Ωの場合３１．３ｄＢ、６４Ωの場合３５ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４２ｄＢ。 ・と、終段完全対称型（同極性ＳＥＰＰ）の場合と殆ど同じ。
・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３を１ｋΩとした場合。 ・オープンゲイン（赤）に変化はなく、ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量が増加し、オープンゲインと同じになって、クローズドゲイン（空色）はどの場合も０ｄＢのボルテージフォロア動作。 ・位相補正のＣ１、Ｃ２は２０ｐＦで良さ気。 ・と、これも終段完全対称型（同極性ＳＥＰＰ）の場合と同じ。 ・負荷抵抗値に対するオープンゲインの拡大比例度が僅かに良くはなっている。 ・が、まぁ、同じ。
・２０ｋＨｚ正弦波応答を観る。 ・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。
・負荷４Ω時に、プラス側マイナス側とも１１．５Ｖで飽和する。８Ωでは１２．８Ｖ、１６Ωでは１４Ｖ、３２Ωでは１５Ｖ、６４Ωでは１５．８Ｖ。 ・負荷抵抗が小さくなると電流を多く流すことが必要なのだが、その分所要ドライブ電圧が大きくなり、結果、電源電圧の制約からこうなる。 ・ＳＥＰＰのオリジナルでは、プラス側が負荷４Ωでは８Ｖで、負荷８Ωでは９Ｖ、負荷１６Ωでは１０Ｖで飽和した。 ・が、ＳＥＰＰのオリジナルも前段プラス側の電源電圧を＋４．８Ｖすればこうなる。
・１０ｋＨｚ方形波応答はどうか。
・負荷はパラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。 ・全く問題ないね。
・これは、ＩＶ変換抵抗Ｒ１３（ボリューム）を１ｋΩとした場合。 ・負荷は同様パラメトリックに４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）。 ・問題なし。
・と、オリジナルの出力段同極性ＳＥＰＰと全く変わらない動作をすることが明らか。 ・で、もしＣＳＰＰ出力段の対称性が同極性ＳＥＰＰより良ければ歪率に表れるはず。 ・なので、ＦＦＴでひずみ率を占う。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。
・結果。 ・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．１４４６３５％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．５４４６０１％ ・同極性ＳＥＰＰのオリジナルが ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．１４０４７２％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．５３２３６４％ ・なんと、このＣＳＰＰの方が若干悪い。（爆） ・と言うか、同じと解すべきかな。 ・要すれば、不平衡型ＣＳＰＰは、同極性ＳＥＰＰと本質的に違いはないのだね。と言うか、同じものだね。 ・となると、フローティング電源は左右共用出来ないので、その分多くの電源（バッテリー）が必要になる不平衡型ＣＳＰＰを、同極性ＳＥＰＰに替えて採用するという解はない。 ・面白そうだったのに、残念。

２０１４年９月２０日

シングルドライブ

・もう殆ど興味も失せていたのだが、ようやくちょっとピクッとした。（爆） ・ので、No-２３９風。 ・モデルが適当なので、R11をほぼ０Ωにしてもオフセットが調整しきれず、−９３ｍVの出力オフセットがある。結果、終段のアイドリング電流はU1が２９６ｍA、U2が３１０ｍAとなっている。 ・が、まぁいいか。
・早速、ミドルブルック法でオープンゲイン等を観る。
・負荷｛ｒ｝を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）にした場合のパラメトリック解析。赤がオープンゲイン、青がクローズドゲイン、緑がループゲイン≒NFB量。 ・オープンゲイン（赤）とループゲイン（緑）は、下から上に負荷｛ｒ｝が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。クローズドゲイン（青）はいずれの場合も同じなので一本になっている。 ・オープンゲイン（赤）は、低域において負荷４Ωで３８．４ｄＢ、負荷８Ωで４４．３ｄB、負荷１６Ωで５０．１ｄB、負荷３２Ωで５５．７ｄB、負荷６４Ωで６０．９ｄB、負荷８０ｋΩ（負荷オープン相当）で７６．５ｄB。No-２３９は計算値で負荷８Ωでオープンゲイン＝４６．４ｄB、そのｆc＝１０６Khzとある。が、こちらでは４４．３ｄBでそのｆｃ≒８０ｋHz。まぁまぁかな。 ・クローズドゲイン（青）は、低域で０ｄB。反転アンプによるIVCは、電流出力機器（出力インピーダンス∞）でドライブした場合はボルテージフォロア動作、すなわちNFB量が１００％となるので、クローズドゲイン（青）は０ｄB。で、ループゲイン（緑）≒NFB量は皆低域でオープンゲイン（赤）に等しい。となる。 ・アンプの安定性はループゲイン（緑）が高域で０ｄBに沈むポイントにおけるその位相（緑の点線）を観れば良い。４Ωの場合３．５MHｚ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合で２０MHzと負荷が大きくなるほどに利得交差周波数が高域に移動するが、その位相も負荷が大きくなるほどに位相の戻りが高域まで伸び、どの場合も−１２０°以内に収まっている。ので、どの負荷の場合も、負荷オープンでも安定だろう。STC2450KEのCrssによる位相補正が上手く効いている。この結果からは、出力にパラに０．１ｕＦ＋１０Ωのゾベルは不要ということになるが、まぁあった方が安全ではある。
・ＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗を５．１ｋΩにして同様に観る。
・オープンゲイン（赤）、クローズドゲイン（青）、ループゲイン（緑）とも殆ど変化はないが、ループゲインの位相（緑の点線）の高域の戻りが少なくなっている。 ・ＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗の大きさはこの辺が限界かな。 ・こうしてみると、シングルドライブ方式とはいえ、オープンゲインは案外大きい。Ｎｏ−２２３と同等だ。まぁ、ｇｍの大きい２ＳＫ２１４のｇｍをフルに使っているのだから当然か。
・が、前に繋がる機器が、電流出力と言っても電圧出力機器に１ｋΩ等の抵抗をシリーズにして電流出力化したものである場合など出力インピーダンスが低いものである場合には、ループゲイン≒ＮＦＢ量が小さくなるから、反転アンプ方式のＩＶＣのオープンゲインはある程度大きくしておく必要があるのだろう。 ・ので、前置機器の出力インピーダンスを１ｋΩとした場合を観る。
・オープンゲイン（赤）に変化はないが、クローズドゲイン（青）＝２４．１ｄＢ（（１ｋ＋１５．１ｋ）／１ｋ）となるので、ループゲイン（緑）≒ＮＦＢ量もそれぞれ２４．１ｄＢ減少して負荷４Ωでは１５ｄＢ程度になる。 ・やはり、この場合オープンゲインはある程度大きい必要がある。 ・ついでだが、この場合のループゲインの位相（緑の点線）を観ると明らかなように、位相補正的にはかなり安定方向になる。入力にターミネート抵抗を入れると反転アンプ式パワーＩＶＣが安定になるのは、この場合と同じ理屈。
・方形波応答を観る。 ・入力は１ｍＡｐ−ｐ、１０ｋＨｚ方形波。 ・負荷Ｒ１３を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）のパラメトリック解析で一気に観る。 ・帰還回路のＲ１２はまず１５．１ｋΩの場合。
・負荷が４Ωの場合と８Ωの場合にオーバーシュートがある。が、この程度なら許容範囲。
・帰還回路のＲ１２が５．１ｋΩの場合。 ・この場合も負荷が４Ωと８Ωの場合にオーバーシュート、アンダーシュートがある。が、この程度なら許容範囲だろう。 ・要すれば、負荷が小さくなるほどに、また、ＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗が小さくなるほどに高域の位相余裕が少なくなる、ということ。 ・上のループゲインの利得交差周波数におけるその位相回転具合からは理解できない結果だが、何故か？ ・知らない。（爆）
・ＦＦＴでひずみ率を見る。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。 ・Ｒ１２のＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗は１１ｋΩ。としたのは、我がパワーＩＶＣとの比較のため。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０１２１０６％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０４６７４１％ ・素晴らしいね。さすがだ。
・と言っても、前に繋がる機器の出力インピーダンスが低い場合には、ループゲイン≒ＮＦＢ量が小さくなるから、その場合のひずみ率も観ておく。 ・で、出力インピーダンス＝１ｋΩの場合。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．１９８２１１％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．６６９０３２％ ・ありゃ。我がパワーＩＶＣと同程度になってしまった。 ・のは、この場合ＮＦＢ量が我がパワーＩＶＣと同程度になったからだね。 ・要すれば、歪率はＮＦＢ量次第ということだ。（爆）
・毎度のことだが以上はたたの占いである。信じてはいけない。

２０１５年７月１２日

バッテリードライブ＆シングルドライブ　パワーＩＶＣ

・こんな感じ。 ・バッテリードライブのシングルドライブパワーＩＶＣ。 ・回路はＮｏ−２３９で完璧に出来上がっており、これまでなかったのが不思議なくらいの完成度。 ・だから基本的に弄るところはない。 ・が、バッテリードライブだと電源数は多くしたくないので、出来ればプラスマイナス２電源にしたい。 ・マイナス側は、幸いにもＳＣＴ２４５０ＫＥが、ソース−ゲート電圧が４Ｖまで不感症だ。だから、この電圧以内で定電流回路を組めばマイナス側は１電源化できる。 ・問題はプラス側。 ・プラス側のＳＣＴ４２５０ＫＥのソース電位はアンプ出力電圧そのものなので、そのゲート電位は出力段電圧以上にプラス側にドライブする必要がある。 ・ので、出力段の電源電圧をフルに使った出力を得たいと思えばプラス側は電源を分離してフォールデットカスコード回路を含む前段電圧を出力段より高い電圧にすることが必須。 ・とは言え、ウサギ小屋にそんな出力は要しない私の如く、出力が減少しても構わないのであれば、フォールデットカスコード回路で失われる電圧分ドライブ電圧が減少して出力も減ってしまうが、プラス側を１電源化することは可能だ。 ・が、Ｎｏ−２３９オリジナルのフォールデットカスコード回路でこうしたのでは殆ど出力が得られなくなってしまうので、４Ｖ程度を頂戴するフォールデットカスコード回路にする。 ・これで２電源化。 ・とは言え、リチウムイオンバッテリーは６個必要。 ・なお、終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのソースには０．１Ωを入れる。のは電流制限型の保護回路を搭載するため。 ・初段２ＳＪ７９のゲート電位は、このアンプの動作基準を司る重要なものなので、定電圧ダイオードで安定化した電圧を分圧して与える。Ｎｏ−２３９オリジナルは安定化電源採用だが、こちらはそうではないのでこうする。 ・ちなみに実際はＨＺシリーズを使うが、ＨＺシリーズは１０Ｖ以上のものの方が定電圧特性に優れる。ので、ＨＺ１２Ｂ２あたりを使う。 ・その意味では、定電流回路とフォールデットカスコード回路の定電圧ダイオードが３Ｖなのはいまいちなのだが、プラスマイナス２電源とするためには是非もなし。
・早速、ミドルブルック法でオープンゲイン等を観る。先ずは帰還抵抗＝ＩＶ変換抵抗＝１５．１ｋΩ。
・負荷｛ｒ｝を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）にした場合のパラメトリック解析。赤がオープンゲイン、青がクローズドゲイン、緑がループゲイン≒NFB量。 ・オープンゲイン（赤）とループゲイン（緑）は、下から上に負荷｛ｒ｝が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。クローズドゲイン（青）はいずれの場合も同じなので一本になっている。 ・オープンゲイン（赤）は、低域において負荷４Ωで３７．３ｄＢ、負荷８Ωで４３．１ｄB、負荷１６Ωで４８．８ｄB、負荷３２Ωで５４．１ｄB、負荷６４Ωで５８．９ｄB、負荷８０ｋΩ（負荷オープン相当）で７０．１ｄB。 ・ループゲイン（緑）≒NFB量は皆低域でオープンゲイン（赤）に等しい。 ・クローズドゲイン（青）は、低域で０ｄB。 ・ループゲイン（緑）が高域で０ｄBに沈むポイントにおけるその位相（緑の点線）だが、利得交差周波数は４Ωの場合３MHｚ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合で２２MHzと負荷が大きくなるほどにが高域に移動するが、その位相も負荷が大きくなるほどに位相の戻りが高域まで伸びる｡ ・利息交差周波数において位相回転が−１２０°以内に収まるのは負荷６４Ωまでで、負荷８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合は−１３０°程度になるようだ。これで負荷オープンでも安定かどうかはやってみないと分からない。
・次に帰還抵抗＝ＩＶ変換抵抗＝５．１ｋΩ。
・オープンゲイン（赤）、クローズドゲイン（青）、ループゲイン（緑）とも殆ど変化はないが、やはりループゲインの位相（緑の点線）の高域の戻りが少なくなっている。 ・オリジナル（風）よりこちらの方が高域のループゲインの位相（緑の点線）戻りがやや弱い。 ・位相補正の２０ｐＦを増やす必要があるかも知れない。
・１０ｋＨｚ正弦波応答を観てみる。 ・入力は、出力が飽和することを承知で２ｍＡ。
・赤が出力波形だが、正弦波なのに方形波のようになってしまっている。のは出力が電源電圧の制約で飽和しているためだが、これでプラス側の出力電圧の限界が１１．３Ｖ、マイナス側の限界は−２１Ｖであることが分かる。 ・ついでに終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのプラス側Ｕ１のドレイン電流（緑）とマイナス側Ｕ２のドレイン電流（青）も表示してある。 ・立ち上がり時に貫通電流が流れている。が、それ以外は平和。
・帰還抵抗Ｒ１２を１１ｋΩ、入力を１ｍＡ、１０ｋＨｚとして、飽和しない状態の正弦波応答を観る。
・終段アイドリング電流が≒３００ｍＡであることや、終段プラスマイナス側それぞれのＳＣＴ２４５０ＫＥのドレイン電流の変化などが良く分かる。 ・問題なし。
・帰還抵抗Ｒ１２を１５．６ｋΩに戻し、±０．８ｍＡ、１０ｋＨｚの方形波応答を観る。
・プラスマイナスで出力電圧が異なる。のは、プラス側が１１．３Ｖで飽和しているため。Ｕ１よりＵ２のドレイン電流が大きいのも同じ理由。 ・電圧波形、電流波形とも問題なし。
・入力は１ｍＡｐ−ｐ、１０ｋＨｚの方形波応答。 ・帰還回路のＲ１２は１５．１ｋΩ。 ・負荷Ｒ１３を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）のパラメトリック解析。
・ややオーバーシュートが出るが、問題ない。
・ＦＦＴでひずみ率を見る。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。 ・Ｒ１２のＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗は１１ｋΩ。としたのは、我がパワーＩＶＣとの比較のため。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０１２８９４％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０４６２２９％ ・Ｎｏ−２３９（風）と殆ど同じ。 ・とまぁ、良さ気。
・なので、作ってみようか。 ・なのだが、このままだと、マイナス側の−１１．３Ｖを超える出力は実際のところアンプ出力としては活用できないので、結局マイナス側の２２．５Ｖ電圧はマイナス側のＳＣＴ２４５０ＫＥの消費電力として無駄に使うことになる。 ・ので、リチウムイオンバッテリーを１個減らしてはどうか。 ・で、右。
・１０ｋＨｚ正弦波応答。 ・入力は、１ｍＡなので、この場合当然プラスマイナスとも飽和する。が、飽和電圧を観るのがそもそもの目的。 ・で、これならプラスマイナスの飽和電圧は大体一緒。 ・良さ気。
・ＦＦＴでひずみ率を見る。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。 ・Ｒ１２のＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗は１１ｋΩ。としたのは、我がパワーＩＶＣとの比較のため。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．００８０２２％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０４３５３４％ ・驚いたね。Ｎｏ−２３９（風）は勿論、上のマイナス側−２２．５Ｖの場合より良い数値だ。 ・じゃあ、これでいいわなぁ。
・なのだが、これだと、終段ＳＣＴ２４５０ＫＥのプラス側とマイナス側の消費電力がアンバランスだ。 ・リチウムイオンバッテリー５個をそのまま使うことを前提にすれば、ちょっと配線を変えれば良いだけなので、３電源化してもいいかな。
・１０ｋＨｚ正弦波応答。 ・入力は、１ｍＡなので、この場合も当然プラスマイナスとも飽和する。 ・上に比べるとプラス側の最大出力電圧がちょっと小さくなった。が、この程度なら大した差ではない。ＳＣＴ２４５０ＫＥはソースーゲート間電圧４Ｖまでは不感症なので、この場合、１５Ｖ−４Ｖ＝１１Ｖがプラス側の最大出力電圧になるのは理屈通り。
・ＦＦＴでひずみ率を見る。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。 ・Ｒ１２のＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗は１１ｋΩ。としたのは、我がパワーＩＶＣとの比較のため。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０１１２４２％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０４３２６６％ ・これもＮｏ−２３９（風）は勿論、上のマイナス側−２２．５Ｖの場合より良い数値だ。 ・これでもいいわなぁ。
・毎度のことだが以上はたたの占いである。信じてはいけない。

２０１５年７月２５日

バッテリードライブ＆シングルドライブ　パワーＩＶＣ　その２

・こんな感じ。 ・バッテリードライブのシングルドライブパワーＩＶＣ　その２。 ・シミュレーションなので、Ｑ４のフォールデッドカスコード回路の定電圧源はツェナーダイオードの代わりに電圧源（Ｖ３）にしてある。 ・さらに、シングルドライブのＱ３（２ＳＡ６０６）の前段に電流入力バッファを追加し、前置機器の出力インピーダンスや前置機器との接続ケーブルの容量の影響を受けないようにした。 ・この回路定数で、終段Ｕ１、Ｕ２のＳＣＴ２４５０ＫＥのアイドリング電流は２００ｍＡ。入出力のオフセットはほぼ０Ｖ。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３８．０ｄＢ、８Ωの場合４３．６ｄＢ、１６Ωの場合４８．７ｄＢ、３２Ωの場合５３．２ｄＢ、６４Ωの場合５６．７ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．８ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も≒２０．８ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１８．３ｄＢ、８Ωの場合２３．４ｄＢ、１６Ωの場合２８．２ｄＢ、３２Ωの場合３２．５ｄＢ、６４Ωの場合３６ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４２ｄＢ。
・で、Ｑ４のフォールデッドカスコード回路の定電圧を、定電流×抵抗で作る回路がこう。 ・電流入力バッファの定電流回路のＤ１を共用してＱ２、Ｒ６で定電流回路を構成して追加し、その電流をＲ３に流してＱ４のフォールデッドカスコードのベースに定電圧を与えるものである。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。 ・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合３６．５ｄＢ、８Ωの場合４２ｄＢ、１６Ωの場合４７．３ｄＢ、３２Ωの場合５１．９ｄＢ、６４Ωの場合５５．７ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６２．４ｄＢ。 ・クローズドゲインはどの場合も≒２０．８ｄＢ。だが、負荷が８０ｋΩ（負荷オープン相当）→４Ωの方向でやや小さくなっている。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合１７ｄＢ、８Ωの場合２２ｄＢ、１６Ωの場合２６．９ｄＢ、３２Ωの場合３１．３ｄＢ、６４Ωの場合３５ｄＢ、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４１．７ｄＢ。 ・上よりちょっとだけゲインが小さいが、ほぼ同じだ。
・で、この回路を書き直すと、、、 ・な〜んだ。私の作った電流入力Ｐｏｗｅｒ　ＩＶＣではないか。（爆） ・この書き方では２段目が差動アンプのように見えるが、実は、その一方（右ではＱ３）は、ベースが定電流回路で作られた電流×Ｒ３で発生する定電圧で固定されたベース接地動作なので、要するにＢＧＡである。 ・よって、Ｑ４の２ＳＡ６０６のコレクタ側と、エミッタ側に接続されたＱ３のＢＧＡから、互いに逆相で同振幅に変化するコンプリメンタリー電流が発生し、そのコンプリメンタリー電流でＳＥＰＰ出力段をドライブする。 ・即ち、このアンプは、電流入力バッファを追加することにより前置機器の出力インピーダンスや前置機器との接続ケーブルの容量の影響を受けないようにした、Ｑ４の２ＳＡ６０６によるシングルドライブパワーＩＶＣ。
・で、Ｎｏ−２３９の知見も拝借して、こんな感じ。 ・ＳＣＴ２４５０ＫＥはドライバー段が不要のようなので、撤去。 ・定電流回路による、出力段アイドリング電流の調整と出力段の温度補償は、エレガント。なので、ドライバー段がなくなってトランジスタが２個浮いた分をこれに当てる。 ・Ｑ１、Ｑ７、Ｑ８で電流入力バッファを構成。実際はデュアルＴＲの２ＳＣ２２９０で組むことを想定。動作点電流は３ｍＡ程度の設定。よって、Ｒ２、Ｒ３を１．５ｋΩにするとプラス電圧から４．５Ｖが出力に生かせない電圧となってしまうのだが、ウサギ小屋で使うことが前提なので、無視。 ・シングルドライブのＱ４とＢＧＡのＱ３の動作点電流は５．９ｍＡ程度。これを引き抜く定電流回路Ｑ５，Ｑ６の動作点電流が３．７ｍＡ程度で、結果、Ｒ９とＲ１１には２．２ｍＡ程度の電流が流れ、これで出力段Ｕ１、Ｕ２のアイドリング電流は３００ｍＡ程度になっている。 ・Ｒ１で入力オフセットを調整、Ｒ６で出力オフセットを調整、そしてＲ７で出力段のアイドリング電流を調整する。なお、Ｒ７はＮｏ−２３９のようにサーミスタも組み込んで構成することを想定。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のゲイン−周波数特性を観る。 ・ＩＶ変換抵抗（ボリューム）Ｒ１３は１１ｋΩ。
・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合４４．１ｄＢ（３６．５ｄＢ）、８Ωの場合４９．０ｄＢ（４２ｄＢ）、１６Ωの場合５３．３ｄＢ（４７．３ｄＢ）、３２Ωの場合５６．５ｄＢ（５１．９ｄＢ）、６４Ωの場合５８．８ｄＢ（５５．７ｄＢ）、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６１．７ｄＢ（６２．４ｄＢ）。 ・クローズドゲインはどの場合も≒２０．８ｄＢ。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合２３．８ｄＢ（１７ｄＢ）、８Ωの場合２８．５ｄＢ（２２ｄＢ）、１６Ωの場合３２．６ｄＢ（２６．９ｄＢ）、３２Ωの場合３６．１ｄＢ（３１．３ｄＢ）、６４Ωの場合３８ｄＢ（３５ｄＢ）、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４１ｄＢ（４１．７ｄＢ）。 ・括弧内の数値は上の従来型のものだが、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合を除き、従来型よりオープンゲインが７．６ｄＢ〜３．１ｄＢ大きい。のは、Ｑ４及びＵ１、Ｕ２の動作点電流が従来型より多く、その分ｇｍが大きいため。
・８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合のオープンゲインが伸び悩むのは、シングルドライブ素子Ｑ４の出力インピーダンスが十分に高いものでないため。 ・右のようにＢＧＡと言うかカスコード回路を追加して、出力インピーダンスを十分高いものにすると改善するだろう。 ・これだとシングルドライブ素子Ｑ４のエミッタ側もコレクタ側もＢＧＡ。と、Ｎｏ−２３９と同じになる。といっても見た目の通り全く同じではない。 ・で、右の定数で出力段Ｕ１、Ｕ２のアイドリング電流は３００ｍＡ程度になっている。
・結果はこう。 ・見方は同じ。 ・出力段の完全対称動作が理想的になって、オープンゲインの伸びが負荷値に綺麗に比例するものとなる。 ・が、カスコード回路の追加でプラス側の電圧をさらに食うので、出力電圧がその分小さくなる。 ・し、今やモーショナルフィードバックなんてことも語られなくなった。（爆） ・ので、カスコード回路のないシンプルな回路でいいかなぁ。。。
・ところで、位相補正は、帰還回路の抵抗にＣをパラにするものでも良さ気。
・この方がオープンゲインのｆｃがより高域に伸びて、見た目が良い。（爆）
・それは、こちらの回路の場合も同じ。
・負荷８Ωの場合のオープンゲインのｆｃ≒８０ｋＨｚと、上のＮｏ−２３９（風）と同じになった。たまたま。
・バッテリードライブでは、出力段に３００ｍＡのアイドリング電流を流すのは、バッテリーの持ちの関係でつらい。 ・ので、Ｒ７を調整して出力段のアイドリング電流を２００ｍＡにセットする。
・赤がオープンゲイン。空色がクローズドゲイン。緑がループゲイン≒ＮＦＢ量。 ・オープンゲインは、負荷が４Ωの場合４１．９ｄＢ（４４．１ｄＢ、３６．５ｄＢ）、８Ωの場合４７．９ｄＢ（４９．０ｄＢ、４２ｄＢ）、１６Ωの場合５１．６ｄＢ（５３．３ｄＢ、４７．３ｄＢ）、３２Ωの場合５５．３ｄＢ（５６．５ｄＢ、５１．９ｄＢ）、６４Ωの場合５８．０ｄＢ（５８．８ｄＢ、５５．７ｄＢ）、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合６１．８ｄＢ（６１．７ｄＢ、６２．４ｄＢ）。 ・クローズドゲインはどの場合も≒２０．８ｄＢ。 ・ループゲイン≒ＮＦＢ量は、負荷が４Ωの場合２１．８ｄＢ（２３．８ｄＢ、１７ｄＢ）、８Ωの場合２６．６ｄＢ（２８．５ｄＢ、２２ｄＢ）、１６Ωの場合３１．０ｄＢ（３２．６ｄＢ、２６．９ｄＢ）、３２Ωの場合３４．６ｄＢ（３６．１ｄＢ、３１．３ｄＢ）、６４Ωの場合３７．３ｄＢ（３８ｄＢ、３５ｄＢ）、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合４１．１ｄＢ（４１ｄＢ、４１．７ｄＢ）。 ・括弧内の数値は、順に出力段のアイドリング電流が３００ｍＡの場合、上の従来型の場合だが、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合を除き、出力段のアイドリング電流が１００ｍＡ減ったことにより、オープンゲインが２．２ｄＢ〜０．８ｄＢ小さくなっている。それは出力段のｇｍが小さくなったため。 ・が、出力段のアイドリング電流が２００ｍＡと同じである従来型と比較すると、オープンゲインは５．４ｄＢ〜２．３ｄＢ大きい。のは、Ｑ４の動作点電流が従来型より多く、その分ｇｍが大きいため。 ・と、定電流回路があると、この動作点電流の設定の自由度＝ｇｍ設定の自由度＝オープンゲイン設定の自由度が高まる。
・方形波応答を観る。 ・のは、位相補正が適正かどうかを観るためだが、まずはＱ３、Ｑ４のＢ−Ｃ間に２０ｐＦのＣで補正する場合。 ・入力は１ｍＡｐ−ｐ、１０ｋＨｚの方形波応答。 ・帰還回路のＲ１３は１１ｋΩ。 ・負荷Ｒ１３を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）のパラメトリック解析で一挙に観る。
・青が出力波形、赤が出力段Ｕ１のドレイン電流波形、緑がＵ２のドレイン電流波形。 ・出力波形にオーバーシュート、アンダーシュートもなく、ドレイン電流波形も平和。とても良好に補正されていることが明らか。
・同様に、帰還抵抗＝ＩＶ変換抵抗のＲ１３にパラに２０ｐＦのＣで補正する場合。
・こちらも大変良好。 ・なので、Ｃが１個で済むこちらの方が合理的か。
・帰還抵抗＝ＩＶ変換抵抗を１ｋΩとしてボルテージフォロア動作とした場合はどうかを観る。 ・帰還量が増えるので、不安定方向になることが想定される。 ・まずはＱ３、Ｑ４のＢ−Ｃ間に２０ｐＦのＣで補正する場合。
・やはり、出力波形にはオーバーシュートとアンダーシュートが生じる。 ・ドレイン電流波形にもオーバーシュートが生じる。そのピークはＵ１の方が大きい。何故か？ ・知らない。
・次に、帰還抵抗＝ＩＶ変換抵抗のＲ１３にパラに２０ｐＦのＣで補正する場合。
・やはり、出力波形にはオーバーシュートとアンダーシュートが生じるし、ドレイン電流波形にもオーバーシュートが生じる。 ・が、いずれもそのピークは上の場合より小さい。その意味で、この場合はこちらの方が位相補正としては良好。
・ＦＦＴでひずみ率を見る。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。 ・Ｒ１３のＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗は１１ｋΩ。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．０９３８７０％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．３４７８４５％ ・Ｎｏ−２３９（風）より悪いが、私の作った電流入力Ｐｏｗｅｒ　ＩＶＣよりは良い。 ・のは、基本的にＮＦＢ量の違い。
・位相補正を帰還抵抗にＣをパラにするものに変えても、ひずみ率は変わらないよなぁ。 ・念のために観る。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．０９３４４３％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：０．３４５７２６％ ・なんと、こちらの方が僅かだがひずみ率が良い。本当？ ・が、まぁ、この程度なら同じと言うべきか。
・２ｍＡ、１０ｋＨｚの正弦波を入力して、最大可能出力電圧を観る。
・プラス側は１０Ｖ弱、マイナス側は２０Ｖ程度のようだ。 ・だから、マイナス側の電源−２２．５Ｖは出力的には無駄で、リチウムイオン２個の−１５Ｖにするのが合理的。 ・または、リチウムイオンバッテリー５個で、プラスマイナス１５Ｖの２電源に、プラス側前段用に１５Ｖに７．５Ｖを重ねた３電源にするのが一番合理的か。 ・が、好きにする。

２０１５年８月２日

シングルドライブ　ちょっと追加

・こんな感じ。 ・初段差動アンプの出力をフォールデットカスコード回路で折り返して終段ＳＥＰＰ回路をドライブする。世間ではいわゆる１段増幅アンプ。 ・反転動作のため、初段差動アンプのＭ２の方はゲートが接地されているので、全くのゲート接地動作をしているＧＧＡである。って、従来の回路も初段はＧＧＡに他ならない。 ・Ｍ１のドレイン側は勿論Ｍ３のフォールデッドカスコードＧＧＡで電圧が固定され電流が折り返して伝達される。 ・要するに、このアンプもＭ１の２ＳＫ２１６によるシングルドライブパワーＩＶＣ（コンプリメンタリーゲート接地ドライブ）である。 ・が、これでは従来型の２段目をフォールデットカスコード回路に変えただけではないか、ということになる。 ・ので、か否かは知らないが、この回路でＭ２、Ｍ６、Ｍ７の３個が担っている機能を、一個の２ＳＪ７７に集約してしまったのがＮｏ−２３９。 ・その３個を１個に集約してしまった発想は素晴らしい。 ・のだが、まぁ、シングルドライブパワーＩＶＣとしては、これでも良いような気もする。 ・で、これで終段のアイドリング電流はU1が３０１ｍA、U2が３０４ｍAとなっている。
・ミドルブルック法で帰還抵抗＝ＩＶ変換抵抗＝１５．１ｋΩでのオープンゲイン等を観る。
・負荷｛ｒ｝を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）にした場合のパラメトリック解析。赤がオープンゲイン、青がクローズドゲイン、緑がループゲイン≒NFB量。 ・オープンゲイン（赤）とループゲイン（緑）は、下から上に負荷｛ｒ｝が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合。クローズドゲイン（青）はいずれの場合も同じなので一本になっている。 ・オープンゲイン（赤）は、低域において負荷４Ωで４２．１ｄＢ（３７．３ｄＢ）、負荷８Ωで４８．０ｄB（４３．１ｄＢ）、負荷１６Ωで５３．８ｄＢ（４８．８ｄB）、負荷３２Ωで５９．４ｄＢ（５４．１ｄB）、負荷６４Ωで６４．６ｄＢ（５８．９ｄB）、負荷８０ｋΩ（負荷オープン相当）で７９．７ｄＢ（７０．１ｄB）。括弧内はＮｏ−２３９（風）の場合だが、負荷８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合を除き４．８ｄＢ〜５．７ｄＢゲインが大きい。のは、Ｎｏ−２３９（風）の場合、入力信号を初段ソース側のＧＧＡと約半分づつ分け合うので初段のｇｍが実質約半分になるのに対し、こちらの場合、入力信号を差動動作のＧＧＡと半分づつ分け合うのは同じだが、差動側の出力はプッシュプル合成されるので、初段のｇｍは結局実質で半分にはならないから。なので、こちらのオープンゲインが６ｄＢ程度大きくなるのは理屈。 ・ループゲイン（緑）≒NFB量は皆低域でオープンゲイン（赤）に等しい。クローズドゲイン（青）は、低域で０ｄB。 ・ループゲイン（緑）が高域で０ｄBに沈むポイントにおけるその位相（緑の点線）だが、利得交差周波数は４Ωの場合５ＭＨｚ（３MHｚ）、８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合で２１．５ＭＨｚ（２２MHz）と負荷が大きくなるほどにが高域に移動するが、その位相も負荷が大きくなるほどに位相の戻りが高域まで伸びる｡オープンゲインが大きくなった分、利得交差周波数はＮｏ−２３９（風）より高域に伸びた。
・利得交差周波数において位相回転が−１２０°以内に収まるのは負荷８Ω（６４Ω）までで、負荷８０ｋΩ（負荷オープン相当）の場合は−１３０°程度になるようだ。これで負荷オープンでも安定かどうかはやってみないと分からない。 ・ので、方形波応答を観る。 ・入力は１ｍＡｐ−ｐ、１０ｋＨｚ方形波。 ・負荷Ｒ１３を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、８０ｋΩ（負荷オープン相当）のパラメトリック解析で一気に観る。 ・帰還回路のＲ１２はまず１５．１ｋΩの場合。
・負荷が４Ωの場合にオーバーシュートとアンダーシュートが生じるが、その程度はＮｏ−２３９（風）よりやや大きい。が、この程度なら問題ない。
・帰還回路のＲ１２が１５．１ｋΩの場合。 ・負荷が４Ωの場合と８Ωの場合にオーバーシュート、アンダーシュートが生じる。その程度は負荷が４Ωの方が大きい。 ・Ｎｏ−２３９（風）と同様、上のループゲインの利得交差周波数におけるその位相回転具合からは理解できない結果だが、何故かは知らない。（爆）
・ＦＦＴでひずみ率を見る。 ・入力０．５ｍＡ、１ｋＨｚ正弦波。 ・Ｒ１２のＩＶ変換抵抗＝帰還抵抗は１１ｋΩ。としたのは、我がパワーＩＶＣとの比較のため。
・右は負荷８Ω時。 ・で、ひずみ率は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．００６６３２％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０２８９９４％ ・Ｎｏ−２３９（風）は、 ・負荷８Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０１２１０６％ ・負荷４Ωで、Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．０４６７４１％ ・と約２分の１の歪率。なのは、ループゲイン≒ＮＦＢ量がＮｏ−２３８（風）より６ｄＢ＝２倍多いので当然だろう。 ・が、比較すると、２次、４次、６次と偶数次高調波がより少ないことが分かる。これは初段ＧＧＡが差動動作の故だ。 ・と、別に差動から解放されなくとも良いと思うけどね。 ・柔軟に。 ・この方が温度安定性も良いだろうし。 ・が、音が違う。と言われれば是非もなし。（爆）
・ところで、以上はたたの占いである。信じてはいけない。

２０１５年８月１２日

シングルドライブ　もうちょっと追加

・ところで、差動アンプ。 ・右の左側は同極同特性の素子を使用したいわゆる差動アンプだが、右は異極性の素子を使った差動アンプ。 ・異極性の素子を使用しているので、電源の掛け方が違うとともに、Ｊ４にはＤＣバイアスを掛けている。 ・左側の差動アンプは、Ｉ１の定電流源により、Ｊ１、Ｊ２の動作点が２．１５ｍＡに規定されているが、右側の差動アンプは、Ｖ７の定電圧源により、Ｊ３、Ｊ４の動作点が２．１５ｍＡに規定されている。 ・なお、右側の差動アンプには２ＳＪ３０ＡＧＲという変なＰチャンネル素子を使っているが、これは２ＳＫ３０ＡＧＲと同特性で極性のみが異なる、シミュレーション上の架空の素子である。 ・差動アンプは同じ特性の素子であってこそだからね。
・そのゲイン―周波数特性。 ・右側も左側も、それぞれの反転側も非反転側もゲインは低域で７．５ｄＢと全く一致している。ＭＨｚの超高域でちょっと異なるだけ。 ・右側もちゃんと差動アンプとして動作しているようだ。
・本当に差動動作しているのか？ ・ということを調べるには、実際に差動アンプのふたつの入力に信号を入力し、その差分が増幅されて出力に現れてくるかを観れば良い。 ・何をもって差動アンプと言うのか？って、二つの入力端子の差電圧を増幅するから差動アンプと言う。 ・ので、１０ｋＨｚ正弦波を入力する。差動の左側には０．１Ｖの１０ｋＨｚ正弦波、右側にはパラメトリックに−０．１Ｖ、０Ｖ、０．１Ｖの１０ｋＨｚ正弦波を入力し一気に観る。
・結果。 ・０ｍＶの所に直線があるが、実は４本の線が重なっており、これは差動アンプの右側の入力が０．１Ｖ１０ｋＨｚの正弦波の場合。 ・ピーク２００ｍＶ強の真ん中の正弦波が、差動アンプ右側の入力が０Ｖの場合で、ピーク５００ｍＶ弱の正弦波が、差動アンプ右側の入力が−０．１Ｖ正弦波の場合。 ・要すれば、各差動アンプの入力電圧差が０．２Ｖの場合がピーク５００ｍＶ弱の正弦波出力、０．１Ｖの場合がピーク２００ｍＶ強の正弦波出力、そして０Ｖの場合が０ｍＶの直線出力だ。 ・と、左側の同極同特性の素子を使用したいわゆる差動アンプも、右側の異極性の素子を使用した差動アンプも、正に差動アンプだ。
・で、この異極性の素子を使用した差動アンプを書き換えると、右の通り同相ＧＧＡ回路になる。 ・この場合、Ｊ６のゲートが接地されているので、入力信号はＪ５とＪ６に分配され、Ｊ５とＪ６は互いに相手を拘束しながら動作して、結果として同じ電流が流れる。 ・この回路はＪ５のゲートとＪ６のゲートの差電圧で動作し、その各ドレイン側出力は、終段ＳＥＰＰで合成される。 ・正しく信号の分配と合成がなされる差動アンプだね。 ・と、同相ＧＧＡ。差動アンプから解放された？
・それは、２ＳＪ３０ＡＧＲなどという、極性だけが異なる２ＳＫ３０ＡＧＲと同特性の素子で組んだからではないのか？ ・なので、同相ＧＧＡを２ＳＪ７４ＧＲにしてみる。 ・２ＳＪ７４は２ＳＫ３０に比べたらｇｍはかなり大きい。 ・そのゲート電位を調整し、右の設定でＪ３、Ｊ４の動作点は２．１５ｍＡである。
・そのゲイン―周波数特性。 ・低域で８ｄＢ弱なのは、勿論図の左側の同極性の普通の差動アンプのもの。 ・で、低域で１２ｄＢ強（１２．６２ｄＢ）のものが、２ＳＪ７４ＧＲを用いた同相ＧＧＡ回路のもの。 ・一方にｇｍの大きい素子を起用したために、差動アンプとしてのゲインが大きくなったんだね。
・本当に差動動作か？ ・ということを、実際にふたつの入力に信号を入力し、その差分が増幅されて出力に現れてくるかで観る。 ・ので、ふたつの入力に１０ｋＨｚ正弦波を入力する。 ・入力左側には０．１Ｖの１０ｋＨｚ正弦波、右側にはパラメトリックに−０．１Ｖ、０Ｖ、０．１Ｖの１０ｋＨｚ正弦波を入力し一気に観る。
・結果。 ・０Ｖの所に直線があるが、実は４本の線が重なっており、これは図の左の普通の差動アンプも、図右の異極性差動アンプ（同相ＧＧＡ回路）も、その右側の入力が０．１Ｖ１０ｋＨｚの正弦波の場合。 ・すなわち二つの入力信号が同相の同振幅同信号の場合、入力信号が打ち消されて出力に現れない。 ・正に差動アンプの動作だ。 ・図左の普通の差動アンプの出力である緑とピンクは置いておいて、図右の異極性差動アンプ（同相ＧＧＡ回路）の出力である赤と空色を観ると、ピーク０．４Ｖ強の正弦波が、差動アンプ（同相ＧＧＡ）右側の入力が０Ｖの場合で、ピーク０．８Ｖ強の正弦波が、差動アンプ（同相ＧＧＡ回路）右側の入力が−０．１Ｖ正弦波の場合。 ・トータルｇｍが大きくなった分、出力が大きくなっているが、２ＳＫ３０ＧＲと２ＳＪ７４をペアとした同相ＧＧＡ回路も、正に差動アンプ。
・ふ〜む。それは、特性は多少異なるとはいっても同じＦＥＴによる構成だからではないのか？ ・なので、同相ＧＧＡをトランジスタの２ＳＡ１０１５ＧＲにしてみる。こうするとＧＧＡではなくＢＧＡ。 ・そのベース電位を調整し、右の設定でＪ３の動作点は、２．１５ｍＡだが、Ｑ１はベース電流があるため、エミッタ電流が２．１５ｍＡ、コレクタ電流は２．１４２８２ｍＡである。
・そのゲイン―周波数特性。 ・低域で８ｄＢ弱なのは、勿論図の左側の同極性の普通の差動アンプのもの。低域で１３ｄＢ程度（１３．３ｄＢ）のものが、２ＳＡ１０１５ＧＲを用いた同相ＢＧＡ回路のもの。 ・トランジスタのｇｍはさらに大きいので、２ＳＪ７４ＧＲを起用した同相ＧＧＡ回路よりトータルｇｍが大きくなった。 ・が、１Ｖ入力で、１３．３ｄＢのゲインということは４．６３倍である。２ｋΩの負荷で４．６３倍であるから、ｇｍ＝４．６３／２＝２．３１５ｍＳ。 ・って、これはＩｄ＝２．１５ｍＡにおける２ＳＫ３０ＧＲのｇｍにほぼ同じ。相方に２ＳＡ１０１５ＧＲという数十ｍＳの素子を起用しているのに、トータルで２ＳＫ３０ＧＲ１個のｇｍにしかならないのか。 ・それは、差動アンプも同相ＢＧＡ（ＧＧＡ）回路も直列接続で、入力信号を分配して動作するものであるから。 ・だから、ゲイン的にはｇｍの小さい方が同相ＧＧＡ（ＢＧＡ）回路のボトルネックになる。 ・同極性の普通の差動アンプは、全く特性の同じ素子を起用して７．５５ｄＢのゲインということは２．３８倍だから、ｇｍ＝２．３８／２＝１．１９ｍＳ。と、良く言われるように差動アンプのｇｍはシングルの場合の１／２。なのは入力信号が１／２に分配されるから。 ・特性の異なる素子、具体的にはｇｍの小さい素子（２ＳＫ３０）とｇｍの大きい素子（２ＳＪ７３や２ＳＡ１０１５）で同相ＧＧＡ（ＢＧＡ）回路を組めば、トータルのｇｍは大きくなるが、ｇｍの小さい方がボトルネックになるので、ｇｍの大きい方のｇｍが無限大の時にトータルのｇｍがｇｍの小さい方のシングル動作時のｇｍになる。ということ。
・差動動作を確かめる。 ・ふたつの入力に信号を入力し、その差分が増幅されて出力に現れてくるかを観る。 ・ので、ふたつの入力に１０ｋＨｚ正弦波を入力する。 ・左側には０．１Ｖの１０ｋＨｚ正弦波、右側にはパラメトリックに−０．１Ｖ、０Ｖ、０．１Ｖの１０ｋＨｚ正弦波を入力し一気に観る。
・結果。 ・０Ｖの所に直線があるが、実は４本の線が重なっており、図の左の普通の差動アンプも、図右の同相ＢＧＡ回路も、その右側の入力が０．１Ｖ１０ｋＨｚの正弦波の場合。すなわち二つの入力信号が同相の同振幅同信号の場合。この場合、入力信号が打ち消されて出力に現れない。 ・やはり正に差動アンプの動作だ。 ・図左の普通の差動アンプの出力である緑とピンクは置いておいて、図右の同相ＢＧＡ回路の出力である赤と空色を観ると、ピーク０．５Ｖ弱の正弦波が、同相ＢＧＡ回路右側の入力が０Ｖの場合で、ピーク１Ｖ弱の正弦波が、同相ＢＧＡ回路右側の入力が−０．１Ｖ正弦波の場合。 ・トータルｇｍが大きくなった分、出力が大きくなっているが、２ＳＫ３０ＧＲと２ＳＡ１０１５ＧＲ４をペアとした同相ＢＧＡも、正に差動アンプ。 ・で、その出力は、図左側の普通の同極性差動アンプの２倍弱になっている。 ・２ＳＡ１０１５ＧＲのｇｍが大きいので、同相ＢＧＡ回路のトータルのｇｍが、ｇｍの小さい方、すなわち２ＳＫ３０ＧＲのシングル動作時のｇｍに近づいたため。 ・理屈どおり。
・と、同相ＧＧＡ、ＢＧＡ回路は、二つの入力の差分を増幅する、要すれば異極性差動アンプ。 ・なのだが、大変残念なことに、この異極性差動アンプは、普通の同極性の差動アンプが有する優れた特徴（特性）を有していない。 ・これまで世間で異極性差動アンプが使われたのを見たことがないのは、多分そのため。 ・その優れた特徴（特性）を有していないことをもって、これは差動アンプではない。と言う人もいるかな？ ・何？ ・その辺をＦＦＴの歪率で観じる。 ・先ずは普通の同極性差動アンプ。 ・入力は１ｋＨｚ正弦波で、出力が２Ｖｐ−ｐになるように入力レベルを調整。
・結果。 ・Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　０．６６９６１９％ ・これが良いか悪いかは他と比べないと分からないが、一番大きなレベルの３次高調波が基本波の−４０ｄＢ（１／１００）以下なのでこの歪率なのだ。 ・で、２次、４次、６次、８次と偶数次高調波が、３次、５次、７次の奇数次高調波に比して大きく減衰しているのは、さすがに差動アンプ。
・次に極性だけが異なる、特性の同じ素子を起用した異極性差動アンプ、すなわち同相ＧＧＡ回路。 ・入力は１ｋＨｚ正弦波で、出力が２Ｖｐ−ｐになるように入力レベルを調整。
・結果。 ・Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　５．４１０３１２％ ・ありゃ（爆） ・同じ特性の素子を使っているのに、同極性の差動アンプの８倍もの歪だ。 ・し、２次高調波のレベルが上の差動アンプに比して約６０ｄＢ（１０００倍）大きく、３次高調波のレベルが約２０ｄＢ（１０倍）小さい。 ・この場合、一番大きなレベルの２次高調波が基本波の−２０ｄＢ（１／１０）以下程度なのでこの歪率なのだ。 ・折角、極性だけが違い他の特性は２ＳＫ３０と全く同じの２ＳＪ３０という素子を起用して組んだ異極性差動アンプなのに、同極性の差動差動アンプが有する偶数次高調波の抑圧機能がないようだ。
・う〜む。と思いつつ、 ・次に、２ＳＪ７４ＧＲを起用した異極性差動アンプ、すなわち同相ＧＧＡ回路。 ・入力は１ｋＨｚ正弦波で、出力が２Ｖｐ−ｐになるように入力レベルを調整。
・結果。 ・Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　５．３９０１２２％ ・やはり同極性の差動アンプの８倍もの歪。高調波の出方も殆ど同じ。 ・２次歪のレベルが高く、素朴なシングルアンプの特性みたいなのも同じ。 ・で、全く特性の異なる素子を起用しているのに、やや歪率は良くなった。（爆）
・えぇ〜。と思いつつ、 ・次に２ＳＡ１０１５ＧＲを起用した異極性差動アンプ、すなわち同相ＢＧＡ回路。 ・入力は１ｋＨｚ正弦波で、出力が２Ｖｐ−ｐになるように入力レベルを調整。
・結果。 ・Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　５．４７１３１０％ ・これまででは一番歪率が悪いが、この程度なら同じと言うべきか。 ・で、やはり同極性の差動アンプの８倍もの歪。 ・偶数次高調波の抑圧がなされず、２次歪のレベルが高く、結果素朴なシングルアンプの特性みたいなのはこれも同じ。
・と、要すれば、異極性差動アンプ、すなわち同相ＧＧＡ（ＢＧＡ）回路には、普通の同極性差動アンプが有する偶数次高調波の抑圧効果と、これに伴う歪低減効果がないのか？ ・ということは、普通のシングル回路の歪率を観れば分かるだろう。 ・ので、右。 ・Ｖ７でバイアスを調整し、これで動作点は２．１５ｍＡ。 ・入力は１ｋＨｚ正弦波で、出力が２Ｖｐ−ｐになるように入力レベルを調整。 ・で、入力のレベルは上の同極性の普通の差動アンプの場合の１／２となる。理屈どおり。
・結果。 ・ありゃ。一目瞭然だ。（爆） ・Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：　５．４０８７５９％ ・異極性差動アンプ、すなわち同相ＧＧＡ（ＢＧＡ）回路には、同極性の普通の差動アンプが有する偶数次高調波の抑圧効果と、これに伴う歪低減効果がない。 ・その特性は只のシングル動作のアンプだ。 ・ふーむ。。。 ・逆に、同極性の普通の差動アンプの優秀な特性が実に明らかだね。 ・２次高調波を１／１０００に抑制し、トータルの歪もシングル動作の場合の１／１０。 ・さらに直流安定度にも優れるのだ。 ・だから、別に差動アンプから解放されなくとも良いと思うのだが。 ・同相ＧＧＡ、ＢＧＡ回路も、入力信号が同相ＧＧＡ、ＢＧＡ回路を構成する２つのデバイスに分配され、２つの信号は増幅されて、出力段で合成される。すなわち、同相ＧＧＡ、ＢＧＡ回路も、シングルアンプと異なり信号の分配と合成が起きているのだから、猶更そう思う。
・が、異極性差動アンプ、すなわち同相ＧＧＡ、ＢＧＡ回路は、同極性の普通の差動アンプが有する偶数次高調波の抑圧効果と、これに伴う歪低減効果がない。 ・から、これをシングルアンプと解しても間違いとは言えない？ ・で、ＧＧＡ、ＢＧＡ回路の差動アンプである機能は、ＳＡＯＣでの超低域ＮＥＢ信号の帰還入力端子として使うのが関の山。と言うことか。 ・と、あれこれ言っても、今回同相ＧＧＡ、ＢＧＡ回路が採用された。 ・これまで４０年のＤＣアンプは、差動アンプで偶数次高調波を抑制したアンプだった。 ・差動アンプから解放されたという同相ＧＧＡ、ＢＧＡ回路のシングルドライブアンプは、その特性からも明らかだが、真空管のシングルアンプ的な偶数次高調波の多いアンプへの最終移行宣言だろうか。 ・まぁ、“単管ドライブ”とか“シングルドライブ”とかいう命名からしてそうなのだろう。 ・真空管の音がお好きなんだなぁ。 ・結論。 ・差動アンプからの解放とは、差動アンプを使わないという形式的なことではなく、偶数次高調波で心地よいシングルアンプの音への全面的な回帰。と言うことだろう。 ・４０年間、実に遠回りしたね。
・で、本当に音が良いかどうかは、“本機の音”を読んでも何も分からない。 ・自分で作るか、試聴会で確かめるのほかなし。 ・なお、言うまでもなく以上はたたの占いである。信じてはいけない。

２０１５年８月１８日